Линейное кодирование

Данные пользователя, поступающие от DTE, уже являются гщфровыми, представленными в униполярном или биполярном коде без возврата к нулю — NRZ (NonReturn to Zero). При передаче данных на большие расстояния в коде NRZ возникают следующие проблемы.

> С течением времени нарастает постоянный ток, блокируемый некоторыми электрическими устройствами цифрового тракта, например, трансформаторами, что приводит к искажению передаваемых импульсов.

> Изменение постоянного тока в цепи отрицательно сказывается на функционировании устройств, получающих питание из линии (репитеры или CSU).

> Передача длинных серий нулей или единиц приводит к нарушению правильной работы устройств синхронизации.

> Отсутствует возможность контроля возникающих ошибок на уровне

физического канала.

Перечисленные проблемы решаются при помощи линейного кодирования. Параметры получаемого линейного сигнала должны быть согласованы с характеристикой используемой линии и отвечать ряду следующих требований.

> Энергетический спектр линейного сигнала должен быть как можно уже. В нем должна отсутствовать постоянная составляющая, что позволяет повысить верность либо дальность передачи.

> Структура линейного сигнала должна обеспечивать возможность выделения тактовой частоты на приемной стороне.

> Необходимо обеспечить возможность постоянного контроля за ошибками на уровне физической линии.

> Линейный код должен иметь достаточно простую техническую реализацию.

Рис. 2. 14.Примеры кодирования линейными кодами

Рис. 2. 15. Приемник линейного сигнала в коде AMI

Формирование требуемого энергетического спектра может быть осуществлено соответствующим изменением структуры импульсной последовательности и выбором нужной формы импульсов. Например, даже сокращение длительности импульсов в два раза (биимпульсный код с возвратом к нулю, RZ) вдвое уменьшает уровень постоянной составляющей и увеличивает уровень тактовой составляющей в спектре такого сигнала.

Различают неалфавитные (1В1Т) и алфавитные (mBnT) коды (В — двоичное, Т — троичное основание кода). При m>n скорость передачи снижается. Предельной помехоустойчивостью обладают сигналы, элементы которых равны, но противоположны по полярности. Примеры наиболее популярных линейных кодов приведены на рис. 2. 14.

Квазитроичный сигнал с чередованием полярности импульсов AMI (Alter nete Mark Inversion) получают из двоичного в результате преобразования, при котором нули исходного двоичного кода передаются импульсами нулевой амплитуды, а единицы — импульсами чередующейся полярности и вдвое меньшей длительности. Сигналы с кодом AMI требуют раздельной регенерации положительных и отрицательных импульсов (рис. 2.15) при их восстановлении в приемниках и репитерах. Информация о синхронизирующем сигнале, как правило, выделяется после выпрямления квазитроичного сигнала в резонансном устройстве синхронизации. Недостатком кода AMI является то, что при появлении в информационной последовательности серий "нулей" резко снижается уровень синхронизирующей составляющей сигнала, что приводит к срыву синхронизации.

Наиболее широкое распространение получили двухуровневые линейные коды с удвоением скорости передачи класса 1 В2В (преобразование группы из одного двухуровневого символа в группу из двух двухуровневых символов), обладающие высокой помехозащищенностью, простотой преобразования и выделения тактовой частоты. Однако частота следования импульсов таких кодов, а следовательно, и требуемая полоса частот передачи вдвое превышает частоту следования исходной двоичной последовательности. К таким кодам относятся коды Манчестер, DMI, CMI, NEW, код Миллера (М), М, код отечественного стыка С1-И (С1-ФЛ-БИ) и ряд других менее популярных.

Код Манчестер характеризуется однозначным соответствием последовательности чередования импульсов внутри тактового интервала. А именно, "1" исходного цифрового сигнала передается нулевым импульс в первом полутактовом интервале и единичным — во втором. Для символа "О" принимается обратный порядок чередования импульсов (биимпульс 10). Аналогичный код, в котором символ "1" передается двоичной парой 10, а символ "О" — парой 01, называется кодом Манчестер-11.

На стыке С1-И символу "1" входной информационной последовательности соответствует биимпульс 10 или 01, совпадающий с предыдущим, а символу "О" — биимпульс 10 или 01, инверсный по отношению к предыдущему биим-пульсу. Другими словами, данный код является относительным, подобно тому,

Рис. 2. 16. Нормированные энергетические спектры линейных сигналов

который используется при модуляции методом ОФМ. Относительное кодирование позволяет решить проблему неопределенности фазы биимпульса на приемной стороне. В результате этого стык С1-И не боится ошибок типа "зеркальный прием", или "обратная работа" (инверсия знаков) и переполюсовки контактов физической линии или используемых разъемов.

Энергетические спектры ряда линейных кодов приведены на рис. 2. 16, где ft —тактовая частота следования исходных двоичных символов. Эти спектры позволяют судить о частотной эффективности и свойствах синхронизации наиболее популярных линейных кодов.

7)Протоколы модуляции и формула Шеннона

1. Общие сведения

Основная функция модема — преобразование несущего гармонического колебания (одного или нескольких его параметров) в соответствии с законом изменения передаваемой информационной последовательности. Такое преобразование аналогового сигнала называется модуляцией.

Способ модуляции играет основную роль в достижении максимально возможной скорости передачи информации при заданной вероятности ошибочного приема. Предельные возможности системы передачи можно оценить с помощью известной формулы Шеннона, определяющей зависимость пропускной способности С непрерывного канала с белым гауссовским шумом от используемой полосы частот F и отношения мощностей сигнала и шума PS /Рц '.

C=F log^l+Ps/P^),

где PS=E^V — средняя мощность сигнала; Еь — энергия, затрачиваемая на передачу одного бита информации; V — скорость передачи информации;

Ру=.\'дДР — средняя мощность шума в полосе частот ДР ; Ng/2 — спектральная плотность мощности шума.

Пропускная способность определяется как верхняя граница реальной скорости передачи информации V. Приведенное выше выражение позволяет найти максимальное значение скорости передачи, которое может быть достигнуто

Рис. 6.1. Зависимость удельной скорости передачи от отношения сигнал/шум

в гауссовском канале с заданными значениями &.F и Ps / Р^ . Например, если отношение сигнал/шум равно 20 дБ, т.е. мощность сигнала на входе модема в 100 раз выше мощности шума, и используется полная полоса телефонного канала тональной частоты (3100 Гц), то максимально достижимая скорость не может превышать 20640 бит/с.

Вероятность ошибочного приема бита в конкретной системе передачи определяется отношением Ei,/No • Из формулы Шеннона следует, что возрастание удельной скорости передачи V/&.F требует увеличения энергетических затрат (Ei,) на один бит (рис. 6.1).

Любая система передачи может быть описана точкой, лежащей ниже приведенной на рисунке кривой (область В). Эту кривую часто называют границей или пределом Шеннона. Для любой точки в области В можно создать такую систему связи, вероятность ошибочного приема у которой может быть настолько малой, насколько это требуется. История развития как систем связи в целом, так и модемной техники, в частности, представляет собой непрекращающуюся серию попыток приблизить их к границе Шеннона, сохраняя при этом низкую вероятность ошибочного приема информационного бита (такие системы используют современные способы модуляции и кодирования).

Современные системы передачи данных требуют, чтобы вероятность необнаруженной ошибки была не выше величины 10~ ...Ю"1 . Эти значения обеспечивают протоколы исправления ошибок типа MNP1 — MNP4 и V.42, которые будут рассмотрены ниже.

6.2. Способы модуляции

В модемах для телефонных каналов, как правило, используются три вида модуляции: частотная, относительная фазовая (фазоразностная) и квадратурная амплитудная модуляция, часто называемая многопозиционной амплитуд-но-фазовой.

6.2.1. Частотная модуляция

При частотной модуляции (ЧМ, FSK — Frequency Shift Keying) значениям "О" и "1" информационной последовательности соответствуют определенные частоты аналогового сигнала при неизменной амплитуде. Частотная модуляция весьма помехоустойчива, поскольку помехи телефонного канала искажают в основном амплитуду, а не частоту сигнала. Однако при частотной модуляции неэкономно расходуется ресурс полосы частот телефонного канала. Поэтому этот вид модуляции применяется в низкоскоростных протоколах, позволяющих осуществлять связь по каналам с низким отношением сигнал/шум.

6.2.2. Относительная фазовая модуляция

При относительной фазовой модуляции (ОФМ, DPSK — Differential Phase Shift Keying) в зависимости от значения информационного элемента изменяется только фаза сигнала при неизменной амплитуде и частоте. Причем каждому информационному биту ставится в соответствие не абсолютное значение фазы, а ее изменение относительно предыдущего значения.

Чаще применяется четырехфазная ОФМ (ОФМ-4), или двукратная ОФМ (.ДОФМ), основанная на передаче четырех сигналов, каждый из которых несет информацию о двух битах (дибите) исходной двоичной последовательности. Обычно используется два набора фаз: в зависимости от значения диби-та (00, 01, 10 или 11) фаза сигнала может измениться на 0°, 90°, 180°, 270° или 45°, 135°, 225°, 315° соответственно. При этом, если число кодируемых бит более трех (8 позиций поворота фазы), резко снижается помехоустойчивость ОФМ. По этой причине для высокоскоростной передачи данных ОФМ не используется.

6.2.3. Квадратурная амплитудная модуляция

При квадратурной амплитудной модуляции (КАМ, QAM - Quadrature Amplitude Modulation) изменяется как фаза, так и амплитуда сигнала, что позволяет увеличить количество кодируемых бит и при этом существенно повысить помехоустойчивость. В настоящее время используются способы модуляции, в которых число кодируемых на одном бодовом интервале информационных бит может достигать 8...9, а число позиций сигнала в сигнальном пространстве - 256...512.

Квадратурное представление сигналов является удобным и достаточно универсальным средством их описания. Квадратурное представление заключается в выражении колебания линейной комбинацией двух ортогональных составляющих — синусоидальной и косинусоидальной:

S(t)=x(.t)sin(wt+(p)+y(t)cos(wt+(p),

где x(t) и y(t) — биполярные дискретные величины. Такая дискретная модуляция (манипуляция) осуществляется по двум каналам на несущих, сдвинутых на 90° друг относительно друга, т.е. находящихся в квадратуре (отсюда и название представления и метода формирования сигналов).

Поясним работу квадратурной схемы (рис. 6.2) на примере формирования сигналов четырехфазной ФМ (ФМ-4).

Исходная последовательность двоичных символов длительностью Т при помощи регистра сдвига разделяется на нечетные импульсы у,которые подаются в квадратурный канал (coswt), и четные — х, поступающие в синфазный канал (sinwt). Обе последовательности импульсов поступают на входы соответствующих формирователей манипулирующих импульсов, на выходах которых образуются последовательности биполярных импульсов x(t) и y(t). Манипулирующие импульсы имеют амплитуду С/д/^з и длительность 2Г. Импульсы x(t) и y(t) поступают на входы канальных перемножителей, на выходах которых формируются двухфазные (0,л) ФМ колебания. После суммирования они образуют сигнал ФМ-4. В соответствии с методом формирования сигнал ФМ-4 также называют квадратурным ФМ сигналом (QPSK — Quadrature PSK).

При одновременной смене символов в обоих каналах модулятора (с 10 на 01, или с 00 на 11) в сигнале ДОФМ происходит скачок фазы на 180° (я).

Рис. 6.2. Схема квадратурного модулятора

Рис. 6.3. Формирование сигналов OQPSK

Такие скачки фазы, также имеющие место и при обыкновенной двухфазной модуляции (ФМ-2), вызывают паразитную амплитудную модуляцию огибающей сигнала. В результате этого при прохождении сигнала через узкополосный фильтр возникают провалы огибающей до нуля. Такие изменения сигнала нежелательны, поскольку приводят к увеличению энергии боковых полос и помех в канале связи.

Четырехфазная ФМ со сдвигом (OQPSK - Offset QPSK) (рис. 6.3) позволяет избежать скачков фазы на 180° и, следовательно, глубокой модуляции огибающей. Формирование сигнала в квадратурной схеме происходит так же, как и в модуляторе ФМ-4, за исключением того, что манипуляционные элементы информационной последовательности x(t) и y(t) смещены во времени на длительность одного элемента Т, как показано на рис. 6.3, б, в. Изменение фазы при таком смещении модулирующих потоков определяется лишь одним элементом последовательности, а не двумя, как при ФМ-4. В результате скачки фазы на 180" отсутствуют, так как каждый элемент последовательности, поступающий на вход модулятора синфазного или квадратурного канала, может вызвать изменение фазы на 0°, +90° или -90°.

Для приведенного в начале раздела 6.2.3 выражения для описания сигнала характерна взаимная независимость многоуровневых манипулирующих импульсов x(t), y(t) в каналах, т.е. единичному уровню в одном канале может соответствовать единичный или нулевой уровень в другом канале. В результате выходной сигнал квадратурной схемы изменяется не только по фазе, но и по амплитуде. Поскольку в каждом канале осуществляется амплитудная манипуляция, этот вид модуляции называют квадратурной манипуляцией с изменением амплитуды (QASK — Quadrature Amplitude Shift Keying) или просто квадратурной амплитудной модуляцией — КАМ.

Пользуясь геометрической трактовкой, каждый сигнал КАМ можно изобразить вектором в сигнальном пространстве. Отмечая только концы векторов, для сигналов КАМ получаем изображение в виде сигнальной точки, координаты которой определяются значениями x(t) и y(t).Совокупность сигнальных точек образует так называемое сигнальное созвездие (signal constellation).

На рис. 6.4 показана структурная схема модулятора и-сигнальное созвездие для случая, когдал-(0 и y(t) принимают значения ±1, ±3 (4-х уровневая КАМ).

Рис. 6.4. Схема модулятора и сигнальная диаграмма КАМ-4

Величины ±1, ±3 определяют уровни модуляции и имеют относительный характер. Созвездие содержит 16 сигнальных точек, каждая из которых соответствует четырем передаваемым информационным битам.

Комбинация уровней ±1, ±3, ±5 может сформировать созвездие из 36 сигнальных точек. Однако из них в протоколах ITU-T используется только 16 равномерно распределенных в сигнальном пространстве точек.

Существует несколько способов практической реализации 4-х уровневой КАМ, наиболее распространенным из которых является так называемый способ модуляции наложением (SPM — Supersposed Modulation). В схеме, реализующей данный способ, используются два одинаковых 4-х фазных модулятора (рис. 6.2). Структурная схема модулятора SPM и диаграммы, поясняющие его работу приведены на рис. 6.5.

Из теории связи известно, что при равном числе точек в сигнальном созвездии спектр сигналов КАМ идентичен спектру сигналов ФМ. Однако помехоустойчивость систем ФМ и КАМ различна. При большом числе точек сигналы системы КАМ имеют лучшие характеристики, чем системы ФМ. Основная причина этого состоит в том, что расстояние между сигнальными точками в системе ФМ меньше расстояния между сигнальными точками в системе КАМ.

На рис. 6.6 представлены сигнальные созвездия систем КАМ-16 и ФМ-16 при одинаковой мощности сигнала. Расстояние d между соседними точками сигнального созвездия в системе КАМ с L уровнями модуляции определяется выражением:

c?=v2/(JL-l). Аналогично для ФМ

d=2sin(n/M), где М — число фаз.

Рис 6 5 Схема модулятора КАМ-16

И ч приведенных выражений следует, что при при увеличении значения М и одном и том же уровне мощности системы КАМ предпочтительнее систем ФМ Например, при М=16 (Ј=4) </кАМ=0.47 и </фм=0,396, а при М=32 (L=6) й/кАМ=0,28, с?фм=0,174

Рис 6 6 Сигнальные созвездия КАМ 16 и ФМ-16

6.3. Сигнально-кодовые конструкции (треллис-модуляция)

Применение многопозиционной КАМ в чистом виде сопряжено с проблемой недостаточной помехоустойчивости. Поэтому во всех современных высокоскоростных протоколах КАМ используется совместно с решетчатым кодированием — специальным видом сверточного кодирования. В результате появился новый способ модуляции, называемый треллис-модуляцией (ТСМ — Trellis Coded Modulation).Выбранная определенным образом комбинация конкретной КАМ помехоустойчивого кода в отечественной технической литературе носит название сигналъно-кодовой конструкции (СКК). СКК позволяют повысить помехозащищенность передачи информации наряду со снижением требований к отношению сигнал/шум в канале на 3—6 дБ. При этом число сигнальных точек увеличивается вдвое за счет добавления к информационным битам одного избыточного, образованного путем сверточного кодирования. Расширенный таким образом блок битов подвергается все той же КАМ. В процессе демодуляции производится декодирование принятого сигнала по алгоритму Витерби. Именно этот алгоритм за счет использования введенной избыточности и знания предыстории процесса приема позволяет по критерию максимального правдоподобия выбрать из сигнального пространства наиболее достоверную эталонную точку.

Выбор способов модуляции и кодирования сводится к поиску такого заполнения сигнального пространства, при котором обеспечивается высокая скорость и высокая помехоустойчивость. Комбинирование различных ансамблей многопозиционных сигналов и помехоустойчивых кодов порождает множество вариантов сигнальных конструкций. Согласованные определенным образом варианты, обеспечивающие улучшение энергетической и частотной эффективности, и являются сигнально-кодовыми конструкциями. Задача поиска наилучшей СКК является одной из наиболее сложных задач теории связи. Современные высокоскоростные протоколы модуляции (V.32, V.32bis, V.34 и др.) предполагают обязательное применение сигнально-кодовых конструкций.

Все применяемые сегодня СКК используют сверточное кодирование со скоростью (га—1 /п), т.е. при передаче одного сигнального элемента используется только один избыточный двоичный символ.

Типичный кодер, применяемый совместно с модулятором ФМ-8 представлен на рис. 6.7. Он является сверточным кодером с относительной скоростью кода, равной 2/3. Каждым двум информационным битам на входе кодер сопоставляет трехсимвольные двоичные блоки на своем выходе, которые и поступают на модулятор ФМ-8.

Рис. 6.7. Схема сверточного 2/3 кодера

Применение сигналов ФМ связано с разрешением проблемы неоднозначности фазы восстановленной на приеме несущей. Данная проблема решается за счет относительного (дифференциального) кодирования, что в системах без помехоустойчивого кодирования приводит к размножению ошибок. В системах с помехоустойчивым кодированием относительное кодирование также используется. В этом случае имеет значение последовательность включения относительного и помехоустойчивого кодера.

Различают внешнее и внутреннее относительное кодирование. При внутреннем кодировании относительный кодер расположен на выходе помехоустойчивого кодера, а на приемной стороне относительный декодер включен на входе помехоустойчивого декодера (рис. 6.8, а). В этом случае помехоустойчивый кодер должен уметь бороться с группирующимися ошибками.

Внешнее относительное кодирование в ряде случаев является более выгодным, так как источник размножения ошибок — относительный декодер — включен на выходе помехоустойчивого декодера (рис. 6.8, б). Однако при этом теперь возникают трудности декодирования, вызванные неоднозначностью фазы опорного колебания при демодуляции. При ФМ-2 неоднозначность фазы опорного колебания (0 или я) приводит к явлению "обратной работы", заключающейся в том, что передаваемые единичные биты принимаются нулевыми, а нулевые — наоборот единичными. При большем числе позиций фазы возможна не только инверсия, но и перестановка двоичных символов. Решение этой проблемы заключается в использовании помехоустойчивых кодов, прозрачных, т.е. нечувствительных, к неопределенности фазы опорного колебания. Известно несколько видов СКК, обеспечивающих прозрачность к неопределенности фазы восстановленной несущей. Они также основаны на свер-точном кодировании со скоростью (п—\/п), т.е. используется только один избыточный двоичный символ.

Рис. 6.8. Схема внутреннего (а) и внешнего (б) включения относительного кодера

6.4. Основные протоколы модуляции

6.4.1. Протоколы V.21, Bell 103J

Основой Рекомендации ITU-T V.21 послужил протокол Bell 103J, разработанный американской фирмой AT&T. Протокол V.21 является дуплексным и использует частотную модуляцию и частотное разделение каналов. Полоса частот телефонного канала тональной частоты делится на два подканала. Один из них (нижний) используется вызывающим модемом для передачи своих данных, а другой (верхний) — для передачи информации от отвечающего модема. При этом, в нижнем подканале "1" передается с частотой 980 Гц, а "О" — 1180 Гц. В верхнем подканале "1" передается частотой 1650 Гц, а "О" — 1850 Гц (рис. 6.9).

Рис. 6.9. Спектр сигналов взаимодействующих модемов V.21

Скорость модуляции и скорость передачи данных в этом случае равны 300 Бод и 300 бит/с, соответственно. Несмотря на низкую скорость передачи, протокол V.21 широко используется в качестве "аварийного". Кроме того, он применяется в высокоскоростных протоколах на этапе установления соединения, что предусмотрено рекомендацией V.8. Данный протокол используется также для передачи управляющих команд при факсимильной связи (только по верхнему каналу).

Протокол Bell 103J соответствует протоколу V.21 с точностью до номиналов используемых частот. В нижнем подканале логический "О" передается частотой 1070 Гц, а "1" - 1270Гц, в верхнем подканале: "О"- 2025 Гц, "1" - 2225 Гц, соответственно.

6.4.2. Протоколы V.22, V.22bis

Протокол V.22 является дуплексным протоколом модуляции, предусматривающим использование относительной фазовой модуляции при частотном разделении каналов передачи взаимодействующих модемов. Нижний подканал, как и в протоколе V.21, использует вызывающий модем. Он передает на несущей частоте 1200 Гц. Отвечающий модем, в свою очередь, использует частоту передачи 2400 Гц (рис. 6.10). Скорость модуляции равна 600 Бод. Протокол предусматривает два режима модуляции — ОФМ и ДОФМ. В первом случае скорость передачи достигает значения 600 бит/с, а во втором — 1200 бит/с.

В отличие от V.21, протоколом V.22 впервые предусмотрено использование корректора фазовых искажений (эквалайзера) с фиксированными характеристиками.

Рекомендация V.22bis совпадает с V.22 по значениям несущих частот и скорости модуляции. Предусматриваются два режима модуляции — четырехпозиционная (КАМ-4) и шестнадцатипозиционная (КАМ-16) квадратурная модуляции с передачей двух (дибит) и четырех (квадбит) бит на один сигнальный отсчет. Скорость передачи данных может быть 1200 либо 2400 бит/с соответственно. В режиме 1200 бит/с протокол V.22bis полностью совместим с V.22.

Рис. 6.10. Спектр сигналов модемов V.22

Согласно Рекомендации V.22bis при передаче со скоростью 2400 бит/с поток данных разделяется на группы из квадбитов. Первые два бита определяют изменение фазового квадранта по отношению к квадранту, в котором находился предыдущий сигнальный элемент. Последние два бита каждого квадбита определяют один из четырех сигнальных элементов в новом квадранте. Первые биты каждой пары в табл. 6.1 и на рис. 6.11 являются также первыми в потоке данных, поступающем в модулятор после скремблирования.

Таблица 6.1. Кодирование сигнала согласно V.22bis

При передаче со скоростью 1200 бит/с поток данных разделяется на диби-ты, которые определяют изменение фазового квадранта по отношению к квадранту, в котором находился предыдущий сигнальный элемент. Сигнальные элементы, соответствующие точкам 01 на сигнальной диаграмме (рис. 6.11) передаются независимо от рассматриваемого квадранта. Это обеспечивает совместимость с протоколом V.22.

Рис. 6.11. Сигнальная диаграмма V.22bis

Согласно Рекомендациям V.22 и V.22bis передаваемые данные подвергаются скремблированию. Схема скремблера и дескремблера V.22/V.22bis представлена на рис. 6.12.

Протоколы V.22 и V.22bis предусматривают возможность использования защитного тонального сигнала с частотой 1800 Гц. Необязательное (альтернативное) значение частоты защитного сигнала может равняться 550 Гц. Уровень защитного сигнала на частотах 1800 Гц и 550 Гц должен быть, соответственно, на 6 и 3 дБ ниже уровня мощности сигнала в верхнем канале, который, в свою очередь, должен быть еще на 1 дБ ниже, чем мощность сигнала в нижнем канале.

Рис. 6.12. Скремблер (а) и дескремблер (б) V.22/V.22bis

Протокол V.22bis фактически является стандартом для всех среднескорост-ных модемов.

6.4.3. Протокол V.23

Рекомендация V.23 описывает способ передачи информации по коммутируемым каналам со скоростью 600 и 1200 бит/с с частотной модуляцией. Более высокие, по сравнению с протоколом V.21, скорости достигаются за счет полудуплексного режима передачи. В этом случае как вызывающим, так и отвечающим модемами используется вся полоса частот телефонного канала, но в разные моменты времени.

При работе со скоростью 1200 бит/с для передачи логической "1" используется несущая с частотой 1300 Гц, а для логического "О" — 2100 Гц. При скорости 600 бит/с "1" передается той же частотой, а "О" — частотой 1700 Гц. Рекомендация V.23 предусматривает использование неадаптивного эквалайзера. Кроме того, на частоте 420 Гц предусмотрена организация вспомогательного обратного канала со скоростью передачи 75 бит/с и девиацией частоты ±30 Гц. Другими словами, в обратном канале "1" передается частотой 390 Гц, а "О" — 450 Гц.

Данный протокол практически вышел из употребления, и его поддерживает далеко не каждый модем. Благодаря простоте, высокой помехоустойчивости и приличной скорости, он стал базовым для некоторых нестандартных модемов. Протокол V.23 нашел применение в пакетных радиомодемах, использующихся совместно с KB и УКВ радиостанциями. Кроме того, в ряде европейских стран протокол V.23 применяется в информационной системе Videotex.

6.4.4. Протоколы V.26, V.26bis, V.26ter

Все три протокола используют одинаковый вид модуляции — ДОФМ. Частота несущей равна 1800 Гц, скорость модуляции — 1200 Бод. V.26 обеспечивает дуплексную передачу данных только по четырехпроводным выделенным линиям. V.26bis является полудуплексным протоколом, предназначенным для работы по двухпроводным коммутируемым линиям. А протокол V.26ter, благодаря реализации технологии эхоподавления и адаптивной коррекции фазовых искажений, обеспечивает полнодуплексную передачу по коммутируемым двухпроводным линиям.

Протоколы V.26 и V.26bis могут работать в асимметричном дуплексном режиме с обратным каналом со скоростью 75 бит/с в соответствии с протоколом V.23. Все три протокола обеспечивают скорость передачи информации 2400 бит/с при использовании ДОФМ, a V.26bis и V.26ter работают также на скорости 1200 бит/с при использовании двухпозиционной ОФМ.

6.4.5. Протокол V.32

Протокол V.32 основывается на модифицированной КАМ и предполагает полнодуплексную передачу по двухпроводным телефонным каналам. Это означает, что модемы V.32 должны реализовывать функцию эхоподавления.

Основные характеристики протокола V.32 следующие:

> дуплексная передача по двухпроводным телефонным каналам общего пользования;

> использование КАМ со скоростью модуляции 2400 Бод;

> поддержка скоростей передачи в 9600, 4800, 2400 бит/с;

> реализация альтернативных схем модуляции при скорости 9600 бит/с:

-КАМ-16;

—КАМ-32 с применением треллис-кодирования (СКК-32);

> возможность поддержки асинхронного режима передачи;

> значение частоты несущей составляет 1800±7 Гц;

> полоса частот, занимаемая сигналом, от 600 до 3000 Гц.

Сигнальные созвездия (диаграммы) для скоростей передачи 9600 бит/с и 4800 бит/с без применения избыточного кодирования представлены на рис. 6.13 и рис. 6.14 соответственно.

Рис. 6.13. Сигнальная диаграмма для скорости 9600 бит/с

Рис. 6.14. Сигнальная диаграмма для скорости 4800 бит/с

Реализация сигнально-кодовой конструкции связана с внесением одного избыточного бита в расчете на один сигнальный отсчет. В результате этого каждый сигнальный отсчет несет информацию о пяти битах. Скорость передачи в данном случае остается равной 9600 бит/с за счет того, что число возможных сигнальных позиций увеличено ровно в два раза. Теперь их стало 32. Такой режим работы позволяет значительно повысить помехоустойчивость передачи. Схема кодирования информации в модеме V.32 с получением треллис-бита YOn приведена на рис. 6.15, а соответствующая сигнально-кодовая конструкция из 32 позиций изображена на рис. 6.16.

Рис. 6.15. Схема кодирования в модемах V.32

Рис. 6.16. Сигнальная диаграмма для скорости 9600 бит/с

Обозначения А, В, С, D на рис. 6.16 соответствуют синхронизирующим сигнальным элементам. Более подробное описание работы дифференциального (относительного) кодера и соответствия сигнальных точек входной информационной последовательности приведено в разделе 6.4.6.

6.4.6. Протокол V.32bis

Протокол модуляции V.32bis разработан для обеспечения передачи данных со скоростью до 14400 бит/с по двухпроводным коммутируемым и выделенным телефонным каналам. Данный протокол принят в качестве стандарта ITU-Т в 1991 году. Основные характеристики модемов, поддерживающих данный протокол, следующие:

> дуплексный режим работы по коммутируемым каналам телефонных сетей общего пользования и арендуемым двухпроводным линиям передачи;

> реализация эхоподавления;

> применение КАМ для режимов синхронной передачи со скоростью модуляции 2400 Бод;

> частота несущей равна 1800 Гц;

> приемник модема должен обеспечивать бесперебойную работу при не стабильности частоты принимаемого сигнала не более ±7 Гц;

> скорости передачи данных:

- 14400, 1200, 9600, 7200 бит/с с треллис-кодированием;

— 4800 бит/с без кодирования;

> совместимость с модемами V.32 на скоростях 9600 и 4800 бит/с;

> обмен управляющими последовательностями и выбор скорости передачи в течение процедуры установления связи;

> процедура смены скорости передачи в течение сеанса связи без разрыва соединения;

> режим асимметричной передачи не поддерживается; другими словами, скорости передачи и приема каждого взаимодействующего модема должны быть одинаковы;

> спектр сигнала ограничен полосой частот от 600 Гц до 3000 Гц.

Устройство кодирования по протоколу V.32bis показано на рис. 6.17. При скорости передачи 14400 бит/с на вход кодера подаются все шесть битов Qln — Q6n в параллельном коде. При скорости 12000 бит/с входная информационная последовательность разделяется на блоки по пять битов Qln—Q5n. Аналогично, при скоростях 9600, 7200 и 4800 бит/с задействуются четыре (Qln—Q4n), три (Q1n—Q3n) и два (Qln -Q2n) входа соответственно.

Рис. 6.17. Схема кодирования информации в модеме V.32bis

Таблица. 6.2. Правило дифференциального кодирования при использовании сигнально-кодовои конструкции

Два первых бита Qln и Q2n в каждом блоке при любой скорости передачи (индекс п обозначает последов ательный номер блока информационной последовательности) поступают на дифференциальный кодер, где они перекодируются в биты Y1n и Y2n согласно табл. 6.2.

Дифференциальные биты Y1n и Y2n используются в качестве входных для систематического сверточного кодера, который генерирует избыточный бит YOn. Этот избыточный бит и шесть информационных бит Y1n, Y2n, Q3n, Q4n, Q5n, Q6n поступают на устройство сигнального отображения, которое формирует элементы сигнального созвездия, представленного на рис. 6.18.

Двоичные числа на рис. 6.18 соответствуют последовательности битов YOn, Y1n, Y2n, Q3n, Q4n, Q5n, Q6n, а обозначения А, В, С, D — синхронизирующим сигнальным элементам.

На скорости передачи 12000 бит/с входной проскремблированный поток данных делится на группы по пять бит. Процесс дифференциального кодирования и кодирования сверточным кодом принципиально ничем не отличается от кодирования при скорости 14400 бит/с. При скорости 12000 бит/с формируются элементы сигнального созвездия, приведенного на рис. 6.19.

Двоичные числа на рис. 6.19 соответствуют последовательности шести битов YOn, Y1n, Y2n, Q3n, Q4n, Q5n, а обозначения А, В, С, D, как и ранее, соответствуют синхронизирующим сигнальным элементам.

Рис. 6.18. Сигнальная диаграмма для скорости 14400 бит/с

При скорости передачи 9600 бит/с входной проскремблированный поток данных делится уже на блоки по четыре бита Q1n, Q2n, Q3n, Q4n. В результате этого схема кодера V.32bis при скорости 9600 бит/с соответствуют кодеру V.32. Пространственная сигнальная диаграмма соответствует диаграмме модемов V.32 при той же скорости передачи (рис. 6.16).

Двоичные числа на диаграмме соответствуют последовательности пяти битов YOn, Yln, Y2n, Q3n, Q4n, поступающих на вход устройства сигнального отображения.

При скорости передачи 7200 бит/с входной проскремблированный поток данных делится на блоки по три бита Qln, Q2n, Q3n. Пространственная сигнальная диаграмма для такой скорости передачи приведена на рис. 6.20.

В этом случае двоичные числа соответствуют последовательности четырех • бит YOn, Yln, Y2n, Q3n, поступающих на вход устройства сигнального отображения.

При скорости 4800 бит/с скемблированный входной поток данных разбивается на блоки по два бита Qln и Q2n, которые и поступают на вход относительного кодера, работающего согласно табл. 6.3.

С выхода относительного кодера биты Yln и Y2n отображаются в передаваемые сигнальные элементы согласно диаграммы, изображенной на рис. 6.14. Таким образом, при скорости 4800 би