Бестрансформаторный двухтактный каскад УМ.

В последние годы в усилительных устройствах стали применять бестрансформаторные выходные каскады УМ, некоторые схемы которых приведены на рис. 1.9.4.

Особенностью схем бестрансформаторных двухтактных каскадов УМ является применение в них транзисторов разноименной полярности, то есть в одном плече каскада включен транзистор типа р-n-р, а в другом плече - транзистор типа n-p-n. Оба транзистора обладают одинаковыми коэффициентами по току В_ст1 = В_{ст 2} » 30 - 50, а также одинаковыми обратными токами коллекторов I_{кб0 1} = I_кб02.

Применение разноструктурных транзисторов устраняет необходимость фазоинвертирования входного каскада.

В этих каскадах УМ транзисторы включают по схеме с общим коллектором, что создает последовательную отрицательную обратную связь по напряжению, уменьшая нелинейные и частотные искажения выходного сигнала и расширяя этим полосу пропускания Df = f_{в гран} — f_{н гран}.

Работая в режиме класса В или АВ1 такие низкочастотные каскады УМ имеют наибольший КПД (до 45 — 70%) в тех случаях, когда у выходных транзисторов верхняя граничная частота примерно в 1,5 - 2 раза больше максимальной частоты усиливаемого сигнала f_{с макс}. При невыполнении этого условия КПД каскада значительно снижается, так как происходит увеличение потребляемого тока, который увеличивает мощность, бесполезно рассеиваемую коллекторами транзисторов, что может вывести их из строя. Например, если при биполярных транзисторах типа П201А происходит заметное уменьшение КПД каскада на частотах больше 3 — 5 кГц, то при использовании среднечастотных транзисторов типа П601 — П602 это явление наступает при частотах свыше 50 — 100 кГц, а при транзисторах типа П212 — свыше 20 — 50 кГц. При этом КПД

h = Р_вых × 100% / Р₀ ,

где Р₀ = Е_к * I_к — мощность, потребляемая от источника питания Е_к.

Максимальная полезная выходная мощность таких каскадов УМ возрастает с увеличением напряжения источника питания, но не более чем Е_к £ U_{к э доп}, а также при уменьшении сопротивления нагрузки до минимально допустимой величины, ограничиваемой предельно допустимым током коллектора I_{к макс}.

При этом можно принять, что Р_вых = I_вых,

U_вых = 0,5 * I_{m вых}* U_{m вых} = 0,5Р_{вых макс} » P_{вых доп}, то есть Р_{вых макс} » 2 * Р_{доп транз}.

Простейшая схема бестрансформаторного двухтактного каскада УМ, собранного на разнотипных транзисторах, работающая в режиме класса В без начального напряжения смещения, показана на рис. 33, а, б. Принцип работы ее состоит в следующем. Когда на базы обоих транзисторов подается одинаковое по величине и фазе входное напряжение U_вх = U_{m вх} *sinwt, то в положительный полупериод входного сигнала работает верхний транзистор типа n-р-n, пропуская коллекторный ток I_к1 через нагрузку R_н и источник питания Е_к, а в отрицательный полупериод работает нижний транзистор типа р-n-р и разряжающийся конденсатор С_р2, пропуская коллекторный ток I_к2, через нагрузку в противоположном направлении. Таким образом, через нагрузку проходит суммарный выходной ток i_н = I_{н макс} * sinwt.

Другая схема бестрансформаторного двухтактного каскада УМ (рис. 1.9.4, в) собирается также на двух разнотипных транзисторах. Этот каскад, работая в режимах классов А или АВ1, имеет во входных цепях делитель напряжения из резисторов R1, R2, RЗ, который обеспечивает необходимые одинаковые по величине начальные напряжения смещения, подаваемые на базы обоих транзисторов с разной полярностью, то есть + U_бэ1 и ± U_бэ2.

Диод Д обеспечивает термокомпенсацию рабочего режима транзисторов.

В динамическом режиме работы в классе АВ1, то есть при подаче на вход U_вх = U_mвх * sinwt транзисторы V1 и V2 будут поочередно открываться, пропуская выходной ток через нагрузку, подключенную через конденсатор С_р2, емкость которого нужно брать побольше, чтобы обеспечить меньший завал частотной характеристики в области нижней граничной частоты.

Третья схема (рис. 1.9.4, г) отличается от предыдущей тем, что имеет еще предварительный каскад усиления, собранный на транзисторе V1 по схеме с общим эмиттером. При этом симметричные напряжения смещения необходимой величины, подаваемые в режиме покоя на базы выходных транзисторов V2 и V3, снимаются с резистора R3 при прохождении через него тока покоя I_кo1 транзистора V1. Величина тока покоя I_ко1 устанавливается подбором сопротивления резистора R2.

Четвертая схема (рис. 1.9.4, д) отличается от второй тем, что оба плеча собраны на двух составных эмиттерных повторителях, в которых транзисторы V1 и V2 разной электропроводности обеспечивают работу каскада без фазоинвертирования входного сигнала. Назначение делителя напряжения, состоящего из элементов R1, R2 || Д, RЗ, аналогично ранее рассмотренной второй схеме.

Резисторы R4 и R5 обеспечивают необходимый режим работы транзисторов V3 и V4 и уменьшают влияние разброса их параметров на режим работы транзисторов V1 и V2.

Рис. 1.9.4. Некоторые схемы бестрансформаторных двухтактных каскадов УМ:

а, б - в режиме класса В без начального смещения;

в - в режиме класса А или АВ1 с автоматическим смещением;

г - с предварительным усилительным каскадом, с автоматическим смещением;

д - на двух составных разноструктурных транзисторных повторителях в обоих плечах;

е - график, показывающий динамику подачи напряжения смещения на базы эмиттерных повторителей

Применение составных транзисторных эмиттерных повторителей дает возможность получать более равномерную частотную характеристику вблизи и выше верхней граничной частоты, а также более высокий коэффициент усиления полезного выходного сигнала по мощности.

№ 10 Модуляция сигналов в радиоэлектронике. Типы модуляции, спектр. Схемы модуляторов.

Интегральные перемножители аналоговых напряжений наиболее широко

применяют в передающих устройствах в качестве балансных амплитудных

модуляторов для получения АМ-сигналов с подавленной несущей. Подобные

модуляторы осуществляют прямое перемножение модулирующего сигнала и

несущего колебания.

Угловая модуляция

Частотные модуляторы.Наиболее просто частотную модуляцию

несущего колебания можно осуществить путем электронной (как правило, мгновенной)

перестройки резонансной частоты колебательного контура автогенератора. В

практических радиоэлектронных схемах это выполняется с помощью

нелинейного полупроводникового элемента — варикапа (рис. 5.11). Из теории

полупроводниковых приборов известно, что барьерная емкость С/?-и-перехода варикапа

существенно зависит от приложенного напряжения (рис. 5.11, а) и определяется

волът-фарадной характеристикой С(и).

Для реализации частотной модуляции

необходимо по закону модулирующего сигнала изменять частоту несущего колебания. На

рис. 5.11, б в схеме частотного модулятора штриховой линией обозначен

автогенератор на ОУ (автогенераторы более подробно рассматриваются в гл. 6),

вырабатывающий в отсутствие модулирующего сигнала гармоническое несущее

колебание В этой схеме частотного модулятора индуктивность

Lк, емкость Ск и варикап VD образуют колебательный контур, резонансная

частота которого равна несущей частоте. Перестройка частоты генерируемых

колебаний достигается в модуляторе путем изменения емкости варикапа.

Фазовые модуляторы. Метод Армстронга. Метод Армстронга имеет здесь скорее познавательное значение.

Практическая его реализация обычно затруднена, поскольку из-за малого индекса

модуляции он работает на низкой частоте и требует большого числа умножителей.

№ 11 Детектирование модулированных колебаний в радиоэлектронике. Основные схемы детекторов.

Детектирование— процесс выделения модулирующего сигнала из модулированного колебания или сигнала.

Детектирование может осуществляться при когерентном и некогерентном приеме сигналов.

При когерентном приеме,при детектировании, используются данные о начальной фазе сигнала.

При некогерентном приеме,при детектировании, не используются данные о начальной фазе сигнала.

Детектирование осуществляется в устройствах — детекторах. Условное графическое обозначение детектора имеет вид:

Рисунок 38 - Условное графическое обозначение детектора: а) при когерентном приеме, б) при некогерентном приеме

Характеристиками детектора являются: детекторная, частотная характеристики и коэффициент передачи.

Детекторная характеристика представляет собой зависимость постоянной составляющей напряжения на выходе детектора от изменения информационного параметра несущей, подводимой к нему. При АМ информационным параметром является амплитуда, при ЧМ частота, при ФМ фаза.

Идеальная характеристика является линейной проходя через начало координат под углом a к оси абсцисс (рисунок 39). Реальная характеристика имеет отклонение, которые приводят к нелинейным искажениям модулирующего сигнала.

Рисунок 39 - Детекторная характеристика детектора

Частотная характеристикапредставляет собой зависимость амплитуды выходного напряжения Um_u детектора от частоты модулирующего гармонического сигнала. Реальная характеристика имеет линейный характер и постоянна для Um_uна всех частотах (рисунок 40). Отклонение реальной характеристики от идеальной приводит к частотным искажениям модулирующего сигнала. Также как и для модуляторов, по частотной характеристике определяют полосу пропускания детектора.

Рисунок 40 - Частотная характеристика детектора

Коэффициент передачи детектораопределяется для гармонического модулирующего сигнала и равен отношению амплитуды гармонического сигнала Um_u к амплитуде приращения информационного параметра несущей

Кд =Um_u/?Um. (27)

Коэффициент передачи детектора можно определить из детекторной характеристики:

Кд =ktg? (28)

где k — масштабный коэффициент пропорциональности.