Разработка структурной схемы приёмника стандарта WCDMA

Трансивер системы мобильной связи. Поскольку архитектура приемника дополняет архитектуру передатчика, проводя преобразование сигнала противоположное, совершенному на передатчике, то необходимо четко понимать назначение процедур, выполняемых над сигналом на передающей стороне.

Рис. 1

Речевой аналоговый сигнал поступает на кодер источника - адаптивный многоскоростной кодек AMR(Adaptive Multi-Rate) формирующий цифровой поток (биты) с 8-ю различными скоростями, конкретное значение которой выбирается сетью радиодоступа RAN (Radio Access Network, рис.2), зависящей от загрузки сети и показателей качества источника сигнала.

Рис.2

В базовой сети (CN - Core Network) системы UMTS для построения транспортной сети между элементами сети радиодоступа UTRAN используется технология асинхронной передачи данных. При этом скорость передачи для одного речевого канала домена базовой сети с коммутацией каналов (CS-домена, Chanel Switch) в UMTS составляет 64 кбит/с, а домен с коммутацией пакетов (PS-домена, Pocket Switch) построен на технологии IP-туннелирования. Технология, основанная на IP-протоколе, стала использоваться не только для передачи данных, но и речи, видео и т.д. Внедрение новейших технологий передачи речи поверх IP-протокола (VoIP, Voice over IP) привело к трансформации системы UMTS в систему, полностью интегрированную с сетью IP и позволяющую сосуществовать двум различным сетям, построенным на основе единой базовой сети с коммутацией каналов и пакетов.

Видеосигнал, сигнал звукового сопровождения, данные и др. обрабатываются кодеком Н 324 в блоке коммутации каналов (CS domain).

Канальное кодирование (рис.1) осуществляется при помощи циклического избыточного кода CRC (Cyclic Redundancy Check), который повышает корреляцию между символами, что позволяет восстанавливать сигнал, после воздействия интерференции. Для речевых сигналов применяются сверточные коды с коэффициентом кодирования 1/2, 1/3, когда к входной последовательности добавляется 16 – или 24 бита, соответственно. Кроме того применяется турбокодирование с коэффициентом 1/3 с добавлением 12 контрольных битов. Увеличение в два или в три раза длины последовательности на выходе канального кодера по сравнению с входной уменьшает временной интервал, отводимый на одну посылку (символ) и увеличивает вероятность правильного приема информационного бита. Однако вносимая коррекция приводит к увеличению задержки сигнала на приеме.

Процедура перемежения снижает вероятность возникновения ошибки в подряд следующих битах. Возможно использование трех интервалов перемежения: 20, 40 и 80 мс. После кодирования и перемежения, в направлении DL каждый фрейм цифровой последовательности преобразуется в символьную QPSK последовательность и затем каждые 0,667 мс выполняется мультиплексирование с пилот-сигналом и сигналом управления мощностью передатчика TPC (Transmission Power Control). QPSK-символьная последовательность формируется разделением цифровой последовательности без возврата к нулю на входе в QPSK модулятора на синхронную и квадратурную составляющие с последующим скремблированием каждой из них.

После применения процедуры речевого и канального кодирования информационный поток разделяется на синфазный и квадратурный и подвергается рассеиванию двумя взаимно ортогональными кодами каналообразования. Это вызывает 4-256 кратное расширение спектра сигнала в зависимости от скорости передачи информационной последовательности (ортогональные коды с переменным коэффициентом расширения, OVSF). Такой комплексный поток подвергается комплексному скремблированию, формируя последовательность элементарных символов (чипов) длительностью 0,26 мкс, что соответствует чиповой скорости на входе модулятора 3,84 Мчис/с.

Кодирование и перемежение информационной последовательности позволяют получить 4 – 256 кратное увеличение полосы, занимаемой спектром преобразованного сигнала, в зависимости от коэффициента расширения SF (Spreading Factor). Используемое расширение подстраивается под текущую скорость передачи двоичных данных в канале данных, что приводит к изменению ширины спектра.

Количественно SF (база сигнала В) определяется как отношение ширины спектра сигнала ∆f_c к ширине спектра сообщения ∆F_c (ширине спектра исходного сигнала)

(1)

Если в сетях стандарта GSM передача одного бита информации осуществляется сигналом длительностью Т, то В =1. Для сигнала с модуляцией GMSK ∆f_c ≈ 1/Т, а ширина спектра сообщения ∆F_c определяется скоростью передачи информационных битов R = ∆F_c = 1/T_b, где T_b– длительность передачи бита информации. Поскольку длительность одного бита информации совпадает с длительностью сигнала, передающего бит Т = Т_b = Т₀, то В = ∆f_c /∆F_c = ∆f_c Т_b = 1.

В широкополосных сетях база сигнала значительно больше единицы, поскольку для расширения сигнала применяется разбиение видеоимпульса такой же длительностью Т на L элементов длительностью τ_э = T/L, что увеличивает базу сигнала в L раз

(2)

Прием сигнала с полосой ∆f_c на фоне широкополосной (например, белого гауссовского шума) помехи ∆f_п(при ∆f_п>> ∆f_c) обладает помехоустойчивостью, определяемой отношением энергии радиосигнала Е_с к спектральной плотности шума (помехи) N.

При действии помехи с шириной спектра, сравнимой со спектром полезного сигнала (∆f_п = ∆f_c) и обладающей ограниченной мощностью Р_п, спектральная плотность мощности помехи определяется , отношение сигнал/шум на входе корреляционного приемника

(3)

Отсюда следует, что С/Ш в широкополосной сети радиодоступа возрастает по сравнению с узкополосными сетями в величину базы сигнала.

Для повышения помехоустойчивости систем мобильной связи с технологией WCDMA вслед за речевым кодированием применяется двукратное расширение спектра: вначале канальное кодирование ортогональным кодом и затем кодирование псевдослучайным кодом (PN, Pseudo Noise). Канальное кодирование предназначено для разделения сигналов пользователя в зависимости от выбранных услуг и основано на умножении данных пользователя на одну из возможных ортогональных комбинаций кода Уолша различной длины. Когда коэффициент расширения SF является изменяющейся величиной, то называется ортогональным изменяемым коэффициентом расширения OVSF(Orthogonal Variable Spreading Factor).

Разделение полосы частот на отдельные каналы выполняется с применением ортогонального кода OVSF с переменным коэффициентом расширения, позволяющего в общей полосе радиотракта сформировать сигнал, обладающий отличительными признаками, принадлежащими конкретному абоненту. Это реализуется применением псевдослучайных расширяющих ортогональных цифровых последовательностей (функций Уолша), когда каждый бит потока данных представляется целым периодом последовательности Уолша длиной 64 символа. Пример формирования ортогональных последовательностей с различным коэффициентом расширения приведен на рис.3

Рис.3

Это короткий расширяющий код с длиной 4…512 чипов, длина комбинации которого определяется коэффициентом расширения. Новые кодовые слова в кодовом дереве создаются путем дополнения предыдущего слова самим собой (в верхней ветви, выходящей из узла) или своим отрицанием (в нижней ветви). Для достижения ортогональности последовательностей, выбираемых для рассеивания конкретного потока данных, например, С_ch,8,5 с коэффициентом расширения SF=8, то для другого потока данных, которому требуется SF=4, можно взять любое слово, кроме С_ch,4,2. Коэффициент расширения определяется как отношение чиповой скорости к скорости символьной последовательности. В направлении «вниз» DL канализирующий код (OVSF Code) используется для идентификации физических каналов внутри ячейки, а в направлении «вверх» - разделения физических каналов одной мобильной станции.

Кодирование псевдослучайной последовательностью ПСП предназначено для упрощения разделения полезного и мешающих сигналов различных источников, работающих в общем частотном диапазоне (абонентские терминалы, базовые станции). Выделение полезного сигнала основано на сравнении принятой маркерной последовательности с эталонной кодовой комбинацией, известной на приемном конце. Прием посторонней ПСП приводит к появлению на выходе приемника шумового сигнала, обусловленного в основном интерференционными помехами. Для упрощения процедуры принятия решения на основе алгоритма максимального правдоподобия вводимую расширяющую последовательность формируют таким образом, чтобы обеспечить равную вероятность появления различных элементарных символов (передаваемую операцию подвергают скремблированию). В линии «вниз» ортогональные коды используются для разделения пользовательских данных, ПСП - для разделения ячеек (передатчиков базовых станций). На приемной стороне последовательность выполняемых преобразований обратна: вначале производится дескремблирование, а затем умножение цифровой последовательности на ортогональный код (рис.1).

Физический канал определяется несущей частотой, используемой расширяющей последовательностью и компонентой сигнала (в режиме FDD) или временным слотом кадра (в режиме TDD). На физическом уровне определены два типа выделенных канала: канал управления и канал данных. Каждому соединению (DL) выделяется физический канал управления и несколько каналов данных. В направлении UL передача данных организуется через квадратурный вход передатчика, а канал управления - через синфазный. Оба цифровых потока (данных и управления) рассеиваются двумя взаимно ортогональными кодами каналообразования (Channelization Сodes).

Цель скремблирования на направлении DL - идентифицировать различные соты, использующие одну несущую, а на UL - абонентов, использующих одну несущую. На базовой станции цифровая последовательность, подвергнутая канализации, мультиплексируется с сигналами других абонентов и затем подвергается скремблированию (перемножению по модулю два) с 512 первичными кодами, позиционирующие соты. В направлении «вверх» скремблирование осуществляется длинным кодом – последовательность Голда, генерируемая удаленным сетевым контроллером RNC (Remote Network Controller) длиной 2²⁴ – 1 чипов. Синфазные и квадратурные импульсы, полученные в результате комплексного скремблирования, формируются фильтрами с амплитудно-частотной характеристикой вида приподнятого косинуса и коэффициентом сглаживания . Затем синфазные и квадратурные импульсы сдвигаются в нужный частотный диапазон квадратурными модуляторами. Сигналы из каждого канала суммируются и в результате образуют составной сигнал, передаваемый базовой станцией.

Поскольку уникальный скремблирующий код присваивается каждой соте (для направления DL), то WCDMA допускает асинхронную работу сети, что облегчает ее развитие. В свою очередь, применение различных скремблирующих кодов на различных базовых станциях увеличивает время поиска соты. Синхронные системы (например, IS-95) требуют для функционирования сети синхронной работы всех ее узлов, что обеспечивается применением высокостабильного внешнего источника синхронизации (например, GPS).

Для организации передачи в направлении «вниз» DL подвижная станция необходимо обеспечивать ее синхронизацию с базовой станцией, что достигается применением скремблирующей последовательности, передаваемой базовой станцией. Все 512 скремблирующих последовательностей, разделенных на 16 групп по 32 последовательности в каждой, распределяются по сотам при планировании сети. После включения подвижная станция принимает по каналу синхронизации сигналы с нескольких базовых станций с помощью фильтра, согласованного с известной последовательностью, и по локальному максимуму выбирает ближайшую станцию. На втором этапе входа в синхронизм подвижная станция проводит обработку 17 возможных кодов Голда длиной 256 чипов каждый с помощь 17 корреляторов и записывает в память 32 возможных комбинации ПСП в кадре и 16 циклических сдвигов. После этого подвижная станция определяет пару «Код Голда/циклический сдвиг», обладающую наибольшим коэффициентом корреляции. На заключительном этапе установления синхронизации проводится идентификация одной из 16 последовательностей в кодовой группе, определяющей установленный временной сдвиг, что позволяет подвижной станции определить свою скремблирующую последовательность и подключиться к каналу управления.

Укрупнённая структурная схема трансивера. На первом этапе составляется укрупненная структурная схема проектируемого РПрУ, отображающая целые функциональные блоки (тракты) приёмника и связь между ними, а также определяются требования к каждому функциональному блоку, входящему в состав укрупнённой структурной схемы.

Приёмопередатчик мобильной станции стандарта UMTS относятся к разряду одноканальных (на выходе воспроизводится одно сообщение) и имеют укрупнённую структурную схему, приве­денную на рис. 4. Она включает антенну (А), входной радиочастотный модуль (ВРЧМ), тракт приемника, тракт передатчика, тракт синтеза частот (ТСЧ), цифровой тракт ЦТ, а так же источник сигнала (ИС) и воспроизводящее устройство (ВУ).

Рис.4

ВРЧМ служит для подключения антенны к входу приемника или выходу передатчика, а также служит для разделения полос принимаемых и передаваемых частот с помощью дуплексных фильтров верхних (ФВЧ) и нижних (ФНЧ), соответственно.

Источник сигнала (например, микрофон) подключен к цифровому тракту, преобразующему аналоговый сигнал в цифровой и, осуществляющий операции, повышающие его помехозащищенность (речевое и линейное кодирование). Модулятор осуществляет перенос видеосигнала в радиодиапазон. Для борьбы с сосредоточенными помехами в радиотракте передатчика производят расширение спектра радиосигнала с помощью ортогональных псевдослучайных последовательностей (ПСП).

В стандарте UMTS применяется квадратурная фазовая манипуляция (QPSK), с предварительной фильтрацией информационной последовательности в фильтре нижних частот. Для передачи прямоугольных импульсов без межсимвольных искажений используется фильтр Найквиста с коэффициентом скругления α и характеристикой приподнятого косинуса, что приводит к формированию информационной последовательности со скругленной формой импульсов и сужению полосы частот, занимаемой модулированным сигналом [2, 12]. В радиосигнале с QPSK‑модуляцией на интервале одного информационного бита фаза несущей изменяется на 90°. Для модуляции QPSK характерны: постоянная по уровню огибающая, которая позволяет использовать эффективные передающие устройства с усилителями мощности в режиме класса С; компактный спектр с низким уровнем внеполосного излучения на выходе усилителя мощности передатчика; высокая помехоустойчивость канала связи.

Для разделения абонентов использующих одну полосу частот каждому из них при планировании частот присваивают уникальную кодовую комбинацию, хранящуюся в памяти мобильной станции (МС).

Радиотракт приёмника (РТ) служит для усиления при­нимаемых сигналов и обеспечения частотной избирательности с целью ослабления внеполосных помех. Существует несколько типов РТ: прямого усиления; супергетеродинный с одним или двумя преобразованиями частоты; прямого преобразования. Выбор конкретного способа построения РТ является одной из задач проектирования РПУ, которая будет рассмотрена ниже.

Сигнал, принимаемый МС, содержит спектры всех МС, находящихся в зоне действия базовой станции (БС) конкретной соты. Кроме них, на входах МС действуют также эхо-копии сигналов, пришедших на вход МС различными путями. Прием «своего» сигнала обеспечивается сравнением принятых последовательностей с эталонной для чего вычисляется корреляционная функция. Поскольку все последовательности кроме одной между собой и эталонной ортогональны, то при вычислении функции корреляции они дают нулевой результат, кроме совпадающей с эталонной.

Для устранения влияния многолучевости в RAKE-приемнике происходит независимая корреляционная обработка 3-4 принятых эхо-копий полезного сигнала, пришедших различными путями. После устранения фазовых сдвигов эхо-копий принятых сигналов относительно сигнала прямой видимости в пороговом устройстве принимается решения о значении логического уровня.

Детектор предназначен для формирования напряжения, изменяюще­гося в соответствии с законом модуляции полез­ного сигнала. Необходимый тип детектора определяется видом модуляции сигнала. Для детектирования сигнала с QPSK‑модуляцией используется так называемый когерентный I/Q‑демодулятор.

В последетекторном тракте для усиле­ния продетектированного напряжения предназначены специальные логарифмические усилители, сжимающие динамический диапазон сигнала с целью его последующей обработки аналого‑цифровыми преобразователями (АЦП) и цифровым сигнальным процессором (DSP – Digital Signal Processor).

Приемник с описанной структурой (рис.4) является составной частью системы радиосвязи, предназначенной для передачи информации.

Структурная схема приёмника супергетеродинного типа системы UMTS может быть выполнена с однократным и двукратным преобразованием частоты. Число преобразований входного сигнала в радиотракте определяется противоречивыми требованиями: работа приемника во всей полосе частот, отводимой системе при обеспечении неравномерности коэффициента передачи, удовлетворяющей стандартам, а так же подавление побочных каналов до нормативных значений с возможностью его технической реализации. В случае использования одного преобразования (рис. 5) высокочастотная часть (преселектор) приёмника состоит из входной цепи (ВЦ) и малошумящего усилителя (МШУ), необходимых для обеспечения требуемой избирательности по зеркальному каналу (ЗК) использованием в этих каскадах фильтрующих цепей: резонансных контуров или полосовых фильтров.

Рис. 5

Малошумящий усилитель выбирается с достаточно высоким коэффициентом усиления и малым уровнем собственных шумов, чтобы уменьшить реальный коэффициент приемника.

Выделенная оператору полоса частот переносится в новый частотный диапазон с помощью ПрЧ (СМ1) и полезная составляющей преобразованного сигнала на выходе фильтра сосредоточенной избирательности (ФСИ) формирует напряжение, которое затем усиливается в усилителе промежуточной частоты (УПЧ). Входом коррелятора заканчивается радиотракт и начинается тракт последетекторной обработки сигнала.

Групповой сигнал v_шi(t), от передатчика БС, создаваемыйвсеми активными источниками, действующими в выделенной полосе вместе с аддитивной шумовой составляющей n(t), поступает на вход СМ2, являющегося синхронным детектором (СД). Часто СД реализуется как квадратурный демодулятор, когда входной сигнал разбивается на два квадратурных потока и каждый из них детектируется перемножением с опорным сигналом своего опорного генератора, формируя на выходе синфазную x_I(t) и квадратурную x_Q(t) составляющие. Процедура их дальнейшей обработки идентична, описанной далее при использовании СД. В смесителе v_шi(t) перемножается с напряжением опорного генератора с точно известной частотой и начальной фазой =0. Если считать, что набег фазы принимаемого сигнала, обусловленный распространением сигнала от передатчика до приемника, известен и скомпенсирован, то сигнал опорного генератора и принимаемого сигнала синхронизированы. Результатом перемножения принимаемого группового сигнала с эталонным является составляющая, определяемая произведением информационной и расширяющей последовательностей, а так же составляющая второй гармоники частоты опорного сигнала (*), которая может быть легко подавлена с помощью полосового фильтра. Выходное напряжение v_ш0(t) на выходе СМ2 представляет собой последовательность элементарных сигналов. Набег фазы, реально отличающийся от нуля ( ≠ 0), на приемной стороне оценивается с помощью согласованных фильтров либо схемой фазовой автоподстройки и устраняется.

Маркерная последовательность, выделенная на приемной стороне из принятого сигнала, обладает такой же структурой, что и расширяющая последовательность на модуляторе передатчика. При совпадении восстановленной копии с известной на приемном терминале принятая последовательность в СМ3 перемножается с маркерной последовательностью q₀(t). Результатом является сужение полосы частот, занимаемой полезным сигналом. Преобразованный сигнал становится узкополосным, поскольку ширина спектра входного сигнала определялась спектром расширяющей ПСП, и после перемножения восстановленной маркерной последовательности и эталонной, обладающие полной корреляцией ( ), сохраняется лишь спектр модулирующего сигнала v₀(t) и аддитивного шума

Интегратор осуществляет суммирование результатов перемножения двух цифровых последовательностей: информационной последовательности от абонента с номером ноль v₀(t) и эталонной q₀(t) или какого-либо другого абонента v_i(t) и эталонной q₀(t), что равносильно вычислению корреляционных функций от этих последовательностей. При совпадении маркерной последовательности приемника и, используемой на передатчике, напряжение на выходе интегратора будет обладать пилообразным характером. Максимального значения, равного +Т напряжение достигает в момент оценки напряжения на выходе интегратора, соответствующему окончанию очередного тактового интервала. Это реализуется при точной синхронизации по задержке принимаемого радиосигнала с маркерной ПСП и двоичной фазовой манипуляции на передатчике (режим полной корреляции). При действии на входе приемника мешающей последовательности значение корреляционной функции, вычисляемой интегратором, оказывается равной нулю в момент окончания тактового интервала вследствие ортогональности маркерных последовательностей q₀(t) и q_i(t). Устройства, включающие генератор образцового сигнала, перемножитель и интегратор, называют коррелятором

Значения корреляционной функции на интервале от kT до (k+T), вычисленные в момент t = (k+T) окончания тактового импульса с помощью электронного ключа (рис. 5) подаются на пороговое устройство (ПУ), где сравнивается с пороговым значением, и принимается решение о принятом значении на основании критерия максимального правдоподобия. Восстановленная информационная последовательность поступает для последующей обработки в цифровой тракт (ВВ), где происходят операции декодирования, деперемежения, решаются задачи управления усилением в приемном тракте и выходной мощностью передатчика трансивера.

Смещение радиосигналов различных каналов на входе приемника, вызванное многолучевым распространением приводит к снижению ортогональности. Напряжение на выходе коррелятора для мешающей последовательности не принимает нулевых значений в момент отсчета, т.е. снижается различимость уровней на выходе электронного ключа, приводящее к принятию (пороговым устройством) ПУ ошибочных решений.

Очевидно, что оптимальный приемник на основе корреляционной обработки сигналов может быть реализован только при устранении фазовых сдвигов, возникающих между эхо-копиями сигналов, пришедших на вход приемника различными путями. Одним из вариантов решения этой задачи является применение RAKE–приемников, выравнивающих фазовые сдвиги (на рис.5 не приведен) сигналов, пришедших разными путями распространения, несущие одну и ту же информацию, но обладающие различны затуханием, фазовым сдвигом и временной задержкой.

Оптимальный приемник, реализующий временное разнесение в широкополосных сетях радиодоступа, можно строить как многоканальный коррелятор с устройством сравнения, вычисляющим функцию корреляции между каждой эхо-копией, сдвинутой во времени на Т_с и маркерной последовательности. Оценивая мощность принимаемых копий входного сигнала во всем диапазоне возможных временных сдвигов, отбирают наиболее мощные из них для последующей обработки. Такой приемник обладает структурой когерентного приемника (рис. 5) с повторением ее для выделения в отдельных каналах копий сигнала, обладающих различной временной задержкой, и называется RAKE- приемником.

Для оценки временных задержек каждой копии радиосигнала в RAKE – приемнике используют согласованный фильтр, инвариантный к задержкам на распространение сигнала. Для выбора наиболее мощных копий принятого сигнала на базовой станции используется специально выделенный тракт (четвертый), а на мобильной станции обработке подвергаются сигналы, обладающие минимальной задержкой по сравнению с сигналом канала прямой видимости

Корреляционная обработка ШПС приводит к увеличению отношения сигнал/шум за счет сжатия спектра полезного сигнала и расширения спектра мешающего воздействия. Например, при передаче речи со скоростью 12,2 кбит/с чиповая скорость модуляции несущего колебания псевдослучайной последовательностью составляет 3,84 Мбит/с, что дает выигрыш на приемной стороне (3) отношения С/Ш за счет применения расширяющей последовательности в 25 дБ = 10 lg [(3,84∙10⁶)/(12,2∙10³)]. Минимальное требование превышения мощности сигнала над мощностью помехи составляет 5 дБ, что позволяет для широкополосного сигнала иметь отношение С/Ш = 5 – 25 = – 20 дБ. Это означает, что для нормальной работы приемника достаточно, чтобы мощность широкополосного сигнала была на 20 дБ ниже суммарной мощности помех и флуктуационного шума.

Поскольку критерием правильного приема последовательности является значение корреляционной функции, то оптимальный приемник, принимающий радиосигналы, обладающие различной фазой (с разных направлений и различной временной задержкой), должен обеспечивать их когерентное сложение. Ширина главного лепестка корреляционной функции, обеспечивающего разрешающую способность приемника системы с WCDMA, определяется длительностью чипа (элементарного сигнала)

= 0,52 мкс.

При длительности элемента модулирующего сигнала ПСП 0,52 мкс эта величина ограничивает различение приходящих на вход приемника сигналов и не может быть меньше этого значения. Это определяет минимальную разность расстояний при распространении сигнала от одного источника различными путями, не менее ∆l = (3∙10⁸ м/с)/(3,84∙10⁶ Бод) = 78 м. Реально в городских и пригородных условиях время задержки сигнала, поступившего на вход приемника путем отражений от препятствий, и времени прихода сигнала по пути прямой видимости составляет 1…2 мкс, что гарантирует возможность разделения лучей.

Выполнение описанных условий обеспечивает в широкополосных системах с последовательным расширением спектра DS-WCDMA ортогональность или по крайней мере квазиортогональность кодовых последовательностей, поступивших на вход приемника с временным сдвигом

τ_i – τ_j > τ_э. (4)

Нарушение этого условия приводит к возникновению межсимвольной интерференции, сопровождающейся потерей ортогональности расширяющих ПСП.

Сигналы попадающие на вход приемника представляют собой сумму эхо-копий с взаимными задержками, кратными длительности чипа (элемента сигнала длительностью τ_э). Корректным условием работы приемника является сохранение ортогональности широкополосных сигналов, что обеспечивается нулевым значением корреляционной функции для каждого постороннего сигнала. Благодаря высокой чиповой скорости ПСП в широкополосных системах многолучевые компоненты сигнала приходят на вход с большими временными задержками по отношению к длительности чипа, что создает возможность выделить отдельные сигналы при помощи корреляции с маркерным сигналом приемника. Это позволяет принимать эхо-копии сигнала, пришедшие разными путями распространения, несущие одну и ту же информацию, но обладающие различны затуханием, фазовым сдвигом и временной задержкой.

Высокие требования на подавление ЗК могут привести к усложнению преслектора (рис.5) включением дополнительного МШУ, нагруженного на ПФ, или применением двукратного преобразования частоты входного сигнала. При этом увеличение первой промежуточной частоты (f_пр1) упрощает реализацию преселектора и облегчает подавление зеркального канала по первой промежуточной. ПФ на выходе СМ1 служит для подавления зеркального канала по второй промежуточной ЗК2 обеспечивающего подавление СК. Подбором фильтра, реализованного на пьезоэлектрических материалах и использованием их фильтрующих свойств на основе эффекта поверхностных акустических волн, можно выполнить радиотракт с однократным преобразованием частоты.

Рис. 6

В случае использования структуры радиотракта с двойным преобразованием (рис.6) частоты подавление первого зеркального канала ЗК1 (из технического задания) осуществляется в преселекторе, а второго (ЗК2)– в тракте первой ПЧ; избирательность по соседнему каналу (СК) – обеспечивается в тракте второй ПЧ (УПЧ). Остальные элементы структурной схемы и их назначение – те же, что и в структурной схеме рис. 5. Следует учитывать опасность появления побочных каналов преобразования, возникших после первого преобразования частоты. Таким образом, в схеме с двойным преобразованием частоты необходимо также обеспечить достаточное ослабление помех, попадающих на вход ПрЧ2 из-за взаимодействия мешающих воздействий на входе ПрЧ1 (МШУ) и напряжения гармоник гетеродина.