Преобразователи переменного / постоянного тока на полностью управляемых электронных ключах и их функциональные возможности.

Преобразователь переменного/постоянного тока на полностью управляемых электронных ключах.Согласно определению МЭК 551-11-05 — это преобразователь переменного тока в постоянный или наоборот. Причем, использование полностью управляемых ключей суще­ственно изменяет и расширяет функции такого преобразователя. Во-пер­вых, наличие ключей с полной управляемостью позволяет работать пре­образователю во всех возможных режимах, определяющих направление активного тока и характер реактивных токов, т.е. в четырех квадрантах Комплексной плоскости на стороне переменного тока (рис. 12.18). Согласно векторным диаграммам на рис. 12.18, б, преобразователь может работать в следующих режимах:

выпрямительном с отстающим током i_а1 (индуктивного характера) в квадранте 1;

инверторном с опережающим током i_а2 (емкостного характера) в квад­ранте II;

инверторном с отстающим током i_а3 (индуктивного характера) в квад­ранте III;

выпрямительном с опережающим током i_а4 (емкостного характера) в квадранте IV.

При этом вектор тока в фазах преобразователя может изменяться сис­темой управления как по значению, так и по фазе (р относительно напря­жения сети. В результате можно генерировать или потреблять активный ток с коэффициентом мощности соs φ = 1, а емкостной или индуктивный

с коэффициентом мощности cos φ= 0. В последнем случае имеет место источник или потребитель реактивной мощности, что позволяет созда­вать на основе таких преобразователей регуляторы реактивной мощно­сти. Следует отметить, что принципиальная возможность работы в четы­рех квадрантах существует и в преобразователях на основе тиристоров с введением в схему устройств принудительной (искусственной) их комму­тации. Однако такие технические решения не получили широкого прак­тического применения из-за сложности изготовления относительно высо­кой стоимости таких преобразователей.

Вторым существенным преимуществом преобразователя на полно­стью управляемых ключах является возможность организации широтно-импульсной модуляции (ШИМ) напряжения преобразователя на стороне переменного тока. Благодаря ШИМ по заданному закону можно форми­ровать напряжения и соответственно токи, основная составляющая кото­рых является заданной, например, синусоидальной формы (рис. 12.19). Остальные составляющие, являясь более высокочастотными, фильтруются

LС-фильтрами на стороне переменного тока. Так как фильтрации подвер­гаются высокочастотные составляющие, то параметры фильтра должны иметь хорошие удельные массогабаритные показатели. Обычно для обес­печения удовлетворительных показателей ШИМ необходимо, чтобы час­тота модуляции превышала примерно на порядок частоту воспроизводи­мой основной гармоники.

Функциональные возможности преобразователя на полностью управляемых ключах позволяют использовать его для решения актуальных задач в электроэнергетике. Одной из традиционных и важных задач явля­ется компенсация реактивной мощности в линиях передачи переменного тока. Для этих целей на основе рассмотренного преобразователя созданы статические компенсаторы реактивной мощности (SТАТСОМ), позволяю­щие генерировать и потреблять реактивную мощность. При этом их быстродействие составляет доли периода основной частоты, что прин­ципиально выше, чем у существующих компенсаторов на основе син­хронных генераторов.

На основе двух соединенных параллельно на стороне постоянного тока преобразователей созданы универсальные регуляторы потока мощно­сти (11РРС). При этом один из преобразователей включается последова­тельно в линию электропередачи для последовательной компенсации (или регулированию напряжения по значению и фазе), а второй исполь­зуется в качестве параллельного компенсатора реактивной мощности и обеспечения активной мощности потерь и преобразователя, включенного последовательно. Такое устройство широко применяется при создании гибких линий (РАСТ8).

Перспективной структурой гибких линий является соединение по постоянному току преобразователей, на стороны переменного тока кото­рых могут подаваться асинхронные напряжения. При этом создается воз-

можность изменять направления потоков энергии в различных линиях. Кроме того, в такой структуре практически исчезает линия передачи на постоянном токе. На основе рассмотренного преобразователя созданы активные фильтры, форма тока в котором определяется разностью тре­буемого синусоидального и существующего искаженного (например, нелинейной нагрузкой) токов.

Типовые структуры систем управления с широтно-импульсной моду­ляцией в преобразователях переменного/постоянного тока.Согласно определению МЭК 551-16-30, широтно-импульсной модуляцией называ­ется импульсное управление, при котором ширина или частота импуль­сов, или и та и другая модулируются в пределах периода основной час­тоты для того, чтобы создать определенную форму кривой выходного напряжения. В большинстве случаев ШИМ осуществляется в целях обес­печения синусоидальности напряжения или тока, т.е. снижения уровня высших гармоник относительно основной (первой) гармоники и называ­ется синусоидальной. Обычно на практике различают следующие основ­ные методы обеспечения синусоидальности:

синусоидальная ШИМ и ее модификации;

избирательное (селективное) подавление высших гармоник;

«гистерезисная» или «дельта» модуляция;

модуляция пространственного вектора.

Классическим вариантом организации синусоидальной ШИМ является изменение ширины импульсов, формирующих выходное напряжение (ток) посредством сравнения сигнала напряжения заданной формы, назы­ваемого опорным или эталонным, с сигналом напряжения треугольной формы, имеющим более высокую частоту и называемым несущим сигна­лом. На рис. 12.20 представлены диаграммы опорных и несущих сигналов трехфазного инвертора напряжения. Опорный сигнал является модулиру­ющим и определяющим требуемую форму выходного напряжения (тока).

В рассматриваемом случае этот сигнал имеет синусоидальную форму и частоту основной (первой) гармоники формируемого напряжения или тока. Существует много модификаций этого метода, в которых модулиру­ющие сигналы представлены специальными функциями, отличными от синусоиды, но при этом цели по снижению уровня определенных гармо­ник успешно достигаются.

Метод избирательного подавления высших гармоник успешно реализу­ется средствами микропроцессорных контроллеров на основе соответ­ствующего программного обеспечения.

Третий метод основан на принципах релейного слежения за опорным сигналом, например, синусоидальной формы. В простейшем техническом исполнении этот метод сочетает принципы ШИМ и ЧИМ (частотно-импульсной модуляции). Однако посредством специальных схемотехни-

Рис. 12.20. Синусоидальная ШИМ в трехфазном инверторе:

а -- напряжение модулирующих сигналов; б — фазное напряжение и_{а0 ;} в -напряжение и_b0; г — линейное напряжение и_аb

ческих мер возможно стабилизировать частоту модуляции или ограни­чить диапазон ее изменения.

Последний метод является сравнительно новым, связанным с разви­тием микропроцессорной техники и считается весьма, перспективным для управления трехфазным инвертором, в частности, при использовании их в области электропривода. В то же время он во многом сходен с тра­диционной синусоидальной ШИМ.

Системы управления на основе ШИМ позволяют не только обеспечить синусоидальную форму усредненных значений основной гармоники напряжения или тока, но и управлять значениями ее амплитуды, частоты и фазы. Так как в этих случаях в преобразователе используются полно­стью управляемые ключи, то становится возможным реализовать работу преобразователей переменного/постоянного тока совместно с сетью пере­менного тока во всех четырех квадрантах, как в режимах выпрямления, так и инвертирования с любым заданным значением коэффициента мощ­ности основной гармоники созф, в диапазоне от -1 до 1. Более того, с рос­том несущей частоты расширяются возможности воспроизведения на выходе инверторов тока и напряжения заданной формы. Это позволяет создавать активные фильтры для подавления высших гармоник.

В самом общем виде способы реализации управления с ШИМ в преоб­разователях переменного тока можно разделить на две группы:

с прямым управлением напряжением без обратной связи по току;

с обратной связью по току.

В группах способы реализации управления различаются по используе­мому методу ШИМ и используемой элементной базе.

Способы первой группы в основном применяются для инверторов напряжения, входящих в состав агрегатов бесперебойного питания. В таких случаях используются как традиционные методы ШИМ, так и новые, например метод пространственного вектора.

На рис. 12.21 приведена обобщенная структурная схема управления и организации синусоидальной ШИМ трехфазного инвертора напряжения с нагрузкой Н. Согласно приведенной структурной схеме, формирование импульсов управления ключами преобразователя происходит в моменты, определяемые сравнением опорных фазных напряжений U_а , U_b и U_с с сигналами треугольной формы несущей частоты, вырабатываемыми гене­ратором несущей частоты ГНЧ. При этом учитывается задаваемый индекс модуляции М_а, который может определяться системой регулирования, не показанной на рисунке. Формирование импульсов управления ключами осуществляется оконечными каскадами управления, входящими в блок формирования импульсов управления в моменты срабатывания компарато­ров К1—КЗ, зависящие от уровня сигналов рассогласования 8. В рассмат­риваемом случае управления преобразователем со свойствами источника напряжения осуществляется ключами S1, S3 и S5, которые включаются

Рис. 12.21. Обобщенная структурная схема управления и организации синусоидальной ШИМ:

ЗГ— задающий гснератор: ОК1—ОК6 — оконечный каскад управления ключом

при выключенных ключах S4, S6 и S2 наоборот, благодаря логическим элементам НЕ в каналах управления последних. Штриховой линией пока­заны возможные связи для улучшения характеристик преобразователя, например, добавления к опорным сигналам напряжения 3-й гармоники для расширения линейной части диапазона модуляции напряжения. Кроме того, для «размывания» частотного спектра на генератор несущей частоты ГНЧ могут подаваться сигналы от генератора случайных чисел ГСЧ, которые с учетом функции плотности распределения вероятностей, определяют период треугольной функции несущей частоты. Для коррек­ции изменений или контроля пульсаций входного напряжения на стороне постоянного тока может быть предусмотрен канал с датчиком напряжения ДН. Рассмотренная структура позволяет реализовать модуляцию как непосредственно на основе сравнения аналоговых, так и цифровых сигна­лов, формируемых микропроцессорным контроллером. Применение циф­ровых методов позволяет повысить устойчивость системы управления к типовым возмущениям, обусловленным различного рода погрешностями. На рис. 12.22 приведена упрощенная структурная схема ШИМ про­странственного вектора. В данном случае управление осуществляется относительно одного пространственного вектора, выполняющего роль опорного и определяемого с частотой модуляции расчетным путем микро­процессорными средствами. Опорный вектор Us* с учетом индекса моду­ляции задается в качестве эталонного значения выходного напряжения инвертора. В частности, его значение может поступать из канала автома­тического регулирования выходных параметров преобразователя. Такто­вая частота, соответствующая частоте модуляции выходного напряжения преобразователя, определяется задающим генератором ЗГ. Эта же частота определяет число коммутаций ключей преобразователя за период основ­ной частоты выходного напряжения преобразователя. На интервале каж-

Рис. 12.22. Упрошенная структурная схема управления с ШИМ пространственного вектора

дого такта Т_s (или полутакта T_s/2) расчетное устройство РУ производит расчет координат вектора U_s* для одного сектора. Затем производится выбор сектора устройством ВС,соответствующего состоянию вектора U_s* в данный момент времени, и производится соответствующий пересчет его координат в осях α, β. По результатам перерасчета в блоке формирования импульсов управления ФИУ формируются сигналы на коммутацию соот­ветствующих ключей преобразователя.

Современные способы реализации управления с ШИМ без обратной связи по току позволяют обеспечить широкий диапазон модуляции напря­жения, включая режимы сверхмодуляции, ограничить коммутационные потери и уровень высших гармоник. Кроме того они хорошо согласуются с постоянно возрастающими возможностями микропроцессорной техники.

С другой стороны, системы с обратной связью по току имеют более высокое быстродействие при возмущениях со стороны нагрузки, позволяя улучшить динамические характеристики преобразователей. Использова­ние обратной связи по току повышает точность управления при измене­нии мгновенных значений тока и обеспечивает эффективную защиту пре­образователя от перегрузок по току. На рис. 12.23 представлена упрощенная структурная схема управления преобразователя перемен­ного/постоянного тока со свойствами инвертора напряжения с обратной связью по току нагрузки. Существуют разнообразные способы реализа­ции ШИМ на основе отрицательной связи по току нагрузки. Среди них можно выделить способы непосредственного слежения реального тока i_L

за эталонным его значением i_L* в пределах полосы, ширина δ, которой

Рис. 12.23. Упрощенная структурная схема управления преобразователем перемен­ного/постоянного тока с отрицательной обратной связью по току нагрузки

определяет частоту коммутации ключей. Такие системы «гистерезисного» типа широко распространены благодаря простоте практической реализа­ции. Известным недостатком этих систем является изменение частоты ком­мутации в процессе слежения за нелинейным, например, синусоидальным сигналом. Существуют способы, ограничивающие диапазон изменения час­тоты, но их эффективность не велика, а возможности ограничиваются раз­ностью частот модулируемого сигнала и несушей частоты, отношение кото­рых должно различаться более чем на порядок. Последнее становится особенно существенным при модуляции в активных фильтрах для устране­ния гармоник высокого порядка. Следует также отметить, что дискретная реализация «гистерезисного» принципа в цифровых системах управления требует в отличие от аналоговых систем существенного повышения рабо­чей частоты микроконтроллера и быстродействия АЦП для обеспечения заданной шириной полосы 5 точности управления. В таких случаях целесо­образным становится применение «прогнозных» методов модуляции, учи­тывающих скорость изменения контролируемых параметров.

Развитие активных фильтров и компенсаторов реактивной мощности вызвало необходимость создания систем с ШИМ, позволяющих управ­лять отдельными гармониками или спектрами гармоник несинусоидаль­ных тока и напряжения. Эта необходимость вытекает из принципа дей­ствия различных компенсаторов неактивной мощности, включая активные фильтры. Рассмотрим более подробно типовые структуры и зве­нья систем управления с ШИМ для решения этих задач на примере сис­тем управления преобразователями переменного/постоянного тока со свойствами источника напряжения. При этом для обобщения их характер­ных свойств допустим, что они могут выполнять функции следующих видов регуляторов неактивной мощности:

активных фильтров;

гибридных фильтров;

компенсаторов реактивной мощности основной гармоники (СТАТКОМов).

Во всех этих случаях силовой преобразователь содержит на стороне постоянного тока конденсатор для обмена неактивной мощностью между преобразователем и сетью переменного тока. Обобщенная структурная однолинейная схема такого преобразователя приведена на рис. 12.24, где ключи силовой части преобразователя Пр управляются от блока формиро­вателя импульсов управления ФИУ Алгоритмы управления реализуются в блоке микропроцессорной системы управления МПСУ, на вход которой поступают сигналы с датчиков токов нагрузки и преобразователя i_L линейного напряжения сети u_с и напряжения на конденсаторе и_d. Пос­кольку для управления отдельными гармониками или частью спектра несинусоидальных сигналов необходима информация о них, в состав МПСУ должны входить фильтры. Анализ различных методов фильтрации сигналов для этих целей показал, что наиболее эффективными являются

Рис. 12.24. Обобщенная структурная схема регулятора неактивной мощности

цифровые фильтры сигналов, преобразованных из координат трехфазной сбалансированной системы в систему двухфазных ортогональных коорди­нат. Преобразованная трехфазная/двухфазная система координат должна быть синхронизирована с частотой и фазой напряжения сети. Для этого в систему входит блок синхронизации, основой которого является система фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ). По принципу действия ФАПЧ является следящей системой автоматического регулирования, обеспечива­ющей высокую точность подстройки частоты в установившемся режиме. Упрощенные структурные схемы МПСУ и их отдельные блоки пред­ставлены на рис. 12.25—12.29. В схеме МПСУ для компенсатора реактив­ной мощности основной гармоники (рис. 12.25) выделены три основных блока, на вход которых поступают внешние сигналы от датчиков, контро­лирующих параметры, и задания величин реактивной мощности:

Рис. 12.25. Структурная схема микропроцессорной системы управления для работы преобразователя в режиме компенсатора реактивной мощности

1. Блок синхронизации (синхр), обеспечивающий генерацию опорных единичных синусоидальных сигналов, синхронизированных по частоте и фазе с напряжением сети.

2. Блок синхронного преобразования координат abc/dq, на вход кото­рого поступают сигналы от датчиков тока трех фаз преобразователя, кон­тролируемых в реакторах выходных фильтров. Этот блок вычисляет зна­чения токов в координатах dq с использованием единичного сигнала блока синхронизации.

3. Блок расчета задания БРЗ получает сигналы с датчика напряжения на конденсаторе преобразователя. Сигнал задания величины и характера реактивной мощности поступает либо от внешней системы управления компенсатором, либо определяется самим БРЗ. Сигнал, определяющий значение напряжения на конденсаторе, используется для компенсации потерь активной мощности в компенсаторе, обеспечивая поддержание заданного уровня напряжения на конденсаторе.

Разница между реальными и заданными токами в системе координат abc/dq поступает на блоки ПИ с пропорционально-интегральными передаточ­ными функциями для частотной коррекции сигналов рассогласования, а затем на вход блока обратного преобразования координат abc/dq. Выходные сигналы с этого блока сравниваются с сигналами генератора пилообразного напряжения /77//, вырабатывающего треугольные сигналы с тактовой час­тотой коммутации ключей преобразователя. Компаратор Ком. формирует импульс управления в фазах, соответствующих разности сигналов ГПН и блока abc/dq, которые затем поступают на оконечные каскады формирова­телей импульсов управления ФИУ. Диаграммы сигналов, иллюстрирующие работу преобразователя в режиме компенсации реактивной мощности, основной гармоники приведены на рис. 12.26. Схема МПСУ для преобразо­вателя, работающего в режиме активного фильтра, приведена на рис. 12.27. Эта схема рассчитана на реализацию «гистерезисного» принципа слежения за токами преобразователя. Схема включает в себя два основных блока, определяющих ток задания i* в следящей системе.

1. Блок расчета тока компенсации потери РТКП, на вход которого пос­тупает сигнал от датчика напряжения U_d,на конденсаторе преобразова­теля. Этот блок рассчитывает значение активного тока, необходимых для компенсации потерь мощности в преобразователе и, следовательно, под­держания напряжения на конденсаторе на заданном уровне.

2. Блок выделения высших гармоник ВВГ выделяет на основе цифро­вых фильтров требуемую часть спектра высших гармоник i_п тока нагрузки i_L. Сумма токов i_п и i_к определяет ток задания i*. Ток задания i* и выходной ток преобразователя i_AФ поступают на компаратор Ком, обеспечивая формирование импульсов управления для коммутации ключей преобразователя. Блок ВВГ может иметь различное схемотехническое

исполнение. На рис. 12.28 приведен пример схемы ВВГ на основе выде­ления высших гармоник из фаз А, В с последующим определением их содержания в фазе С. В этом варианте высшие гармоники токов нагрузки фаз А и В выделяются цифровыми полосовыми фильтрами ПФ. Ток фазы С вычисляется по найденным значениям токов двух других фаз.

На рис. 12.29 представлена структурная схема ВВГ на основе фильтра­ции составляющих тока нагрузки в синхронных координатах dq. Первые гармоники тока в синхронных координатах являются постоянными во времени значениями. Поэтому их можно выделять в виде среднего значе­ния, используя фильтры переменной составляющей. В результате обрат­ного преобразования координат dq/abc будут получены высшие гармо­ники токов нагрузки.