Измерение напряжения

4.1. Аналоговые вольтметры.

Вольтметры предназначены для измерения напряжений постоянного, переменного и импульсного токов в широком диапазоне напряжений и частот. Обозначения подгрупп: В2- вольтметры постоянного тока, В3 – вольтметры переменного тока, В4 – вольтметры импульсного тока, В7 – вольтметры универсальные, В8 – измерители отношений напряжений. Добавление к основному обозначению подгруппы буквы К означает, что прибор комбинированный и может измерять несколько физических величин (ВК2-17, В7-21).

Аналоговые вольтметры делятся на электромеханические и электронные. Принцип действия электромеханических вольтметров заключается в преобразовании электромагнитной энергии, подведенной к прибору непосредственно из измеряемой цепи, в механическую энергию перемещения подвижной части. Их структурная схема в обобщенном виде изображена на рис.4.1.

Измерительная цепь преобразует измеряемую электрическую величину U_X в некоторую промежуточную электрическую величину Y (ток или напряжение), функционально связанную с величиной U_X . Величина Y непосредственно воздействует на измерительный механизм. В зависимости от характера преобразования измерительная цепь может представлять собой совокупность преобразовательных элементов (резисторов, конденсаторов, выпрямительных диодов).

Измерительный механизм преобразует электромагнитную энергию в механическую энергию, необходимую для угла отклонения α его подвижной части относительно неподвижной, т.е. α=f(Y)=F(U_X). В зависимости от способа преобразования электромагнитной энергии в механическое угловое перемещение подвижной части измерительного механизма электромеханические вольтметры делят на магнитоэлектрические, электродинамические, ферродинамические, электромагнитные, электростатические и т.д.

Отсчетное устройство электромеханического прибора чаще всего состоит из указателя (стрелочного или светового), жестко связанного с подвижной частью измерительного механизма, и неподвижной шкалы. По начертанию шкалы бывают прямолинейные (горизонтальные или вертикальные), дуговые (при дуге ≤180⁰) и круговые (при дуге >180⁰). По характеру расположения отметок различают шкалы равномерные и неравномерные, односторонние относительно нуля, двусторонние и безнулевые.

Числовое значение измеряемой величины равно произведению числа делений, отсчитанных по шкале, на цену деления прибора. Цена деления – значение измеряемой величины, соответствующее одному делению шкалы. Чувствительность прибора: S=S_иц∙S_им , где S_иц , S_им – чувствительности соответственно измерительной цепи и измерительного механизма. Классы точности: 0,05; 0,1; 0,2; 0,5; 1,0; 1,5; 2,5; 4,0. К аналоговым электромеханическим вольтметрам относятся также комбинированный прибор – ампервольтомметр (авометр) и логометр, измеряющий отношение двух эдектрических величин.

Аналоговые электронные вольтметры включают в себя электронные (активные) преобразователи измеряемой величины в постоянное напряжение (ток) и магнитоэлектрический прибор. Они отличаются Высокой чувствительностью (0,1 нВ/дел), широким частотным диапазоном (от нуля дол единиц МГц) и высоким входным сопротивлением (до 10¹⁶ Ом). Вольтметры постоянного тока в диапазоне от 10 мВ до 1000 В строят по схеме (рис. 4.2).

Резистивный делитель напряжения ДН уменьшает измеряемое напряжение U_X до уровня, необходимого для нормальной работы усилителя постоянного тока УПТ. Выходное напряжение УПТ подается на магнитоэлектрический измерительный механизм ИМ и преобразуется в отклонение α указателя. Для таких вольтметров γ_пр≥ от 0,5 до 1,0%.

Для измерения низких напряжений от долей микровольта до единиц вольт применяют микро- и милливольтметры, содержащие во входных цепях усилители с МДМ-преобразованием (рис. 4.3).

Постоянное входное напряжение U_вх преобразуется модулятором М в переменное импульсное напряжение. Модулятор М образован двумя ключами SA1 и SA2, коммутация которых производится в противофазе. Управление ключами осуществляется от специального генератора Г. Если R_кл=0 в замкнутом состоянии и R_кл=∞ в разомкнутом состоянии, и если переключение производится мгновенно, то на выходе модулятора М имеем последовательность прямоугольных импульсов с амплитудой U_вх.

Эти импульсы усиливаются усилителем переменного напряжения у, выходной сигнал которого не содержит постоянной составляющей, т.к. усилители переменного напряжения не усиливают постоянной составляющей переменного напряжения. Принцип действия демодулятора ДМ аналогичен принципу действия модулятора М. На выходе ДМ при синхронной коммутации ключей (одновременно замкнуты ключи SA1 и SA3, а разомкнуты SA2 и SA4, и наоборот) полярность прямоугольных импульсов совпадает с полярностью импульсов на выходе М. Фильтром Ф импульсы усредняются и на выходе усилителя МДМ получаем усиленное постоянное напряжение, полярность которого определяется полярностью U_вх. В модуляторе М и демодуляторе ДМ в качестве ключей чаще всего используются электромеханические прерыватели
(вибропреобразователи) или полевые транзисторы.

Рис. 4.3. Усилитель с МДМ-преобразованием:

а) функциональная схема;

б) упрощенные схемы модулятора и демодулятора;

в) эпюры напряжений

Применение усилителей типа МДМ по сравнению с традиционными УПТ позволяет существенно снизить погрешности от нестабильности напряжения смещения (дрейфа нуля), которые оказываются особенно значимыми при измерениях малых напряжений. Нестабильность напряжения смещения у УПТ по схеме МДМ составляет десятые доли мкВ на градус кельвина. Недостаток усилителей с МДМ – узкий частотный диапазон по входу, т.к. максимальная частота напряжения U_вх должна быть по меньшей мере на порядок ниже частоты сигнала генератора Г.

Вольтметры переменного тока строятся по двум схемам, изображенным на рис.4.4.

Рис. 4.4. Типовые схемы вольтметров переменного тока.

Первая схема имеет широкий частотный диапазон (до 700 МГц), но сравнительно низкую чувствительность. Вторая схема имеет более узкий частотный диапазон (до 10 МГц), определяемый полосой пропускания усилителя переменного тока, но более высокую чувствительность (нет УПТ и связанного с ним дрейфа нуля).

Универсальные аналоговые электронные вольтметры, предназначенные для измерения в цепях постоянного и переменного токов, реализуются по комбинированной схеме (рис. 4.5).

Рис. 4.5. Универсальный аналоговый электронный вольтметр.

Входное устройство обеспечивает значения измеряемого напряжения, необходимые для дальнейшего преобразования. Им может быть либо высокоомный вход преобразователя, либо резистивный, конденсаторный делитель напряжения (рис. 4.6).

Для резистивного делителя: К_Д=U_вых/U_вх= R₂/(R₁+R₂)=f(ω)|_ω↑.

Для конденсаторного делителя: К_Д=U_вых/U_вх=С₁/(C₁+C­₂)=f(ω)|_ω↓.

Для резистивно-конденсаторного делителя:

К_Д=U_вых/U_вх=Z₂/(Z₁+Z₂) =R₂/(R₁+R₂)= С₁/(C₁+C­₂≠ f(ω).

Резистивно-конденсаторный делитель работает как резистивный в области низких и как конденсаторный в области высоких частот. Теоретически его К_Д не зависит от частоты, поэтому такой делитель называют частотно-скомпенсированным.

Обычно делители напряжения выпускаются многопредельными и выполняются по схеме с постоянным входным либо выходным сопротивлением (рис.4.7).

Электронные преобразователи (детекторы) осуществляют преобразование переменного напряжения в постоянное, пропорциональное амплитудному, среднему или действующему значениям переменного напряжения (соответствующее название носят и вольтметры):

Рис. 4.6. Делители напряжения:

а) резисторный;

б) конденсаторный;

в) резистивно-конденсаторный.

Рис. 4.7. Многопредельные делители напряжения:

а) с постоянным входным сопротивлением;

б) с постоянным выходным сопротивлением;

Преобразователь амплитудного значения ПАЗ изображен на рис. 4.8.

При подаче на его вход синусоидального напряжения и малой постоянной времени заряда τ₃=(R_И+R_Д)С (R_И и R_Д – сопротивления источника сигнала и открытого диода) по сравнению с периодом измеряемого напряжения на конденсаторе практически повторяет входное и через четверть периода достигает U_max. После этого U_вх падает, и диод закрывается, а конденсатор разряжается через резистор R. В момент, когда входное напряжение вновь становится равным напряжению на конденсаторе, диод открывается, и конденсатор подзаряжается до U_max и т.д.

Среднее значение напряжения на К_паз= U_со/ U_max называется коэффициентом преобразования амплитудного значения: ПАЗ. Величину R нельзя взять бесконечно большой из-за наличия шунтирования следующим каскадом, а также из-за увеличения инерционности ПАЗ в случае изменения величины U_max (R от 10 до 50 МОм).

Если на входе ПАЗ действует последовательность прямоугольных импульсов, то выходное напряжение ПАЗ близко к их амплитуде U_max (рис. 2.9). Коэффициент заряда и разряда конденсатора. Таким путем можно измерять амплитуду импульсов с длительностью от десятых долей мкс и выше и скважностью от 2 до 1000.

Преобразователи среднего значениядиодах, соединенных по мостовой схеме (рис. 4.10). пропорциональны U_ср, т.е. α=kU_ср (из-за инерцион Показания α микроамперметра ности подвижной части).При необходимости повышения чувствительности ПСЗ данная мостовая схема включается в качестве нагрузки усилителя переменного тока, охваченного отрицательной обратной связью по току.

Преобразователи действующего значения ПДЗ (рис. 4.11) строятся на основе термопреобразователей ТП в совокупности с операционными усилителями ОУ. ЭДС Е₁ пропорциональна квадрату действующего значения U_вх, а Е₂ – квадрату напряжения U_вых, т.е. Е₁=k1U²_{вх д}; Е₂=k2U²_вых. В свою очередь U_вых=k(E₁-E₂), где k₁ и k₂ – коэффициенты преобразования термопреобразователей ТП1 и ТП2, k – коэффициент усиления ОУ. В итоге

U_вых = k(k₁U²_{вх д} – k₂U²_вых) .

При k>>1 это соотношение сводится к виду

Рис. 4.11. Преобразователь действующего значения.

Таким образом, точность преобразования ПДЗ определяется отношением коэффициентов преобразования ТП и значительно выше, чем у обычных термоэлектрических приборов. Подобные ПДЗ наиболее эффективны при измерении напряжений, имеющих большое количество гармонических составляющих. Их γ_пр от 0,5 до 1,50%. Однако быстролействие из-за инерционности термопреобразователей низкое (от 1 до 3 с). Также в ПДЗ могут использоваться элементы с квадратичной вольт-амперной характеристикой i=kU² (преобразователи на диодных цепочках).

Шкалы большинства вольтметров независимо от типа преобразования отградуированы в действующих значениях синусоидального сигнала, поэтому градуировка справедлива только при измерении сигналов синусоидальной формы, за исключением вольтметров с ПДЗ.

4.2. Цифровые вольтметры.

Принцип действия цифровых вольтметров состоит в преобразовании измеряемого постоянного или медленно меняющегося напряжения в код, который отображается на табло в цифровой форме. Структурная схема цифрового вольтметра изображена на рис. 4.12.

Входное устройство осуществляет изменение масштаба измеряемого напряжения, фильтрацию помех, и, при измерении переменного напряжения, его преобразование в постоянное. В соответствии с назначением во входном устройстве имеется делитель напряжения, усилитель, фильтр, а также преобразователи ПАЗ, ПСЗ или ПДЗ, выполненные по известным схемам.

Рис. 4.12. Структурная схема цифрового вольтметра.

Схемные решения цифровых вольтметров определяются видом АЦА. В соответствии с рассмотренными модификациями АЦП существуют цифровые вольтметры развертывающего типа, следящего типа, поразрядного уравновешивания. Наибольшее распространение получили интегрирующие вольтметры, которые позволяют повысить точность измерения за счет усреднения помехи.

Самой распространенной помехой является переменное напряжение частоты промышленной сети (50Гц). Для снижения действия помех в состав входного устройства и включают фильтр низких частот (ФНЧ), который вместе с тем ухудшает такие характеристики вольтметра, как сопротивление входа и быстродействие.

Для интегрирующего вольтметра ФНЧ не требуется, т.к. он показывает среднее значение входного напряжения за некоторый фиксированный интервал времени U_{х ср}. Действительно, в этом случае (рис. 4.13)

где U_nm и ω – амплитуда и угловая частота напряжения помехи. Если t_изм=2πm/ω=Tm, (m=1,2,3,…), то U_{х ср}=U_х.

Рассмотрим работу вольтметра с двухтактным интегрированием (рис. 4.14). В исходном состоянии аналоговые ключи Кл1 и Кл2, а также логический ключ Кл3 “разомкнуты”. Цикл измерения начинается с прихода на ключ Кл1 управляющего сигнала u₁ с устройства управления УУ. В результате ключ Кл1 в течение времени ∆t₁ ”замкнут”. Через него на вход интегратора И, построенного на операционном усилителе ОУ, подается измеряемое напряжение U_х.

∆t₁ – это первый такт интегрирования. При U_х>0 напряжение на входе интегратора И во время первого такта линейно падает в соответствии с выражением

Рис. 4.14. Цифровой вольтметр с двухтактным интегрированием:

а) функциональная схема;

б) эпюры напряжения.

По окончании первого такта U₁=0, и ключ Кл1 “размыкается”. Одновременно на другом выходе УУ появляется импульсный сигнал, Устанавливающий триггер Т в состояние “1”. Выходным напряжением триггера U₂ “замыкаются” ключи Кл2 и Кл3. Через ключ Кл2 на вход интегратора И поступает постоянное опорное напряжение U₀, полярность которого противоположна полярности U_x. Тем самым начинается второй такт интегрирования, в течение которого выходное напряжение интегратора линейно возрастает:

Одновременно через открытый ключ Кл3 на счетчик Сч проходят импульсы u₅ с генератора стабильной (кварцованной) частоты Г. Когда напряжение на выходе интегратора u₄=0, срабатывает схема сравнения СС. Она обнуляет триггер Т, в результате чего “размыкаются” ключи Кл2 и КЛ3. Длительность второго такта определяется из условия

откуда имеем

Dt₂ = Dt₁ U_{x ср}/ U₀ .

Число импульсов, сосчитанное счетчиком и отображенное на цифровом индикаторе ЦИ,

n = Dt₁ U_{x cp} / (T₀ U₀) ,

т.е. прямо пропорционально величине U_{х ср}. Длительность ∆t₁ выбирают равной или кратной периоду самой частой помехи – сетевой: ∆t₁=20m мс, (m=1,2,…). За счет этого обеспечивается подавление сетевой помехи свыше 40 дБ. Интервал ∆t₁ обычно формируется с помощью входящего в состав УУ триггерного делителя частоты, на вход которого поступают импульсы с выхода генератора Г (штриховая линия связи на рис. 4.14, а). В этом случае ∆t₁=n₁T₀, тогда n=n₁U_{x ср}/U₀.

Погрешности такого цифрового вольтметра возникают из-за погрешности дискретного квантования ∆t₂, от нестабильности U₀, от влияния остаточных параметров аналоговых ключей, из-за неточного выполнения операций интегрирования реальным интегратором. Существуют и другие модификации цифровых вольтметров, в том числе классов точности 0,001 и 0,0025.

Цифровой индикатор ЦИ (цифровой дисплей) обычно включает в свой состав дешифратор, преобразователи уровня (ключи) и собственно знаковые индикаторы, осуществляющие преобразование кодовых электрических сигналов в световые, удобные для непосредственного восприятия оператором. Имеются знаковые индикаторы с катодами в форме цифр от 0 до 9, а также сегментные, в которых изображение той или иной цифры обеспечивается засвечиванием необходимой комбинации сегментов.

5. Измерение частоты и периода электрических сигналов

5.1. Измерение частоты электрических сигналов

Маркировка приборов для измерения частоты начинается с буквы Ч.

Частота колебаний – это число полных колебаний в единицу времени: f=1/T, где Т – период колебаний. Частота измеряется в герцах. 1Гц тождественно равен одному колебанию в секунду.

Измерение частоты выполняется с наибольшей точностью по сравнению с другими видами радиоизмерений, поэтому многие физические величины, подлежащие измерению, преобразуют предварительно в частоту для последующего точного измерения. Наиболее распространены следующие методы измерения частоты: метод перезаряда конденсатора, резонансный метод, метод сравнения и метод дискретного счета.

Сущность метода перезаряда конденсатора заключается в следующем. Если присоединить конденсатор емкости С к источнику напряжения U, то конденсатор зарядится и накопит количество электричества q=CU. Если теперь конденсатор разрядить на магнитоэлектрический амперметр, то через последний пройдет количество электричества q, вызвав отклонение указателя. Если эти две операции выполнять с частотой переключения f_x раз в секунду, то через амперметр при разряде пройдет количество электричества f_xq=f_xCU=I, где I- среднее значение тока разряда. Следовательно, I прямо пропорционально f_x, и при CU=const шкалу амперметра можно градуировать в Гц:f_x=I/(CU).

Схема конденсаторного частотомера изображена на рис. 5.1,а, где приняты следующие обозначения: УФ – усилитель-формирователь, Кл – аналоговый электронный ключ. На рис. 5.1,б приведены эпюры напряжений, поясняющие работу схемы. Они полностью соответствуют изложенной выше сущности метода и не требуют дополнительных пояснений. Полупроводниковые диоды VD1 и VD2 обеспечивают разные пути протекания зарядного и разрядного токов конденсатора С.

Для смены диапазонов измерения частоты имеется набор конденсаторов С, которые коммутируются внешним переключателем. Нижний предел диапазона измерений f_{x min}≥10Гц, поскольку при более низких частотах подвижная часть амперметра будет совершать механические колебания в такт с измеряемой частотой. Верхний предел – 1МГц. Погрешность измерения – от 1 до 2%.

Рис. 5.1. Конденсаторный частотомер:

а) функциональная схема; б) эпюры напряжений.

Резонансный метод измерения частоты заключается в сравнении измеряемой частоты с собственной резонансной частотой градуированного колебательного контура. Схема резонансного частотомера показана на рис.5.2.

Источник f_x с помощью индуктивного элемента связи соединяется с прецизионным измерительным контуром, который настраивается в резонанс с частотой f_x изменением емкости переменного конденсатора. Момент резонанса фиксируется по максимальному показанию индикатора (вольтметра), присоединенного к контуру через второй индуктивный элемент связи. Измеряемая частота f_x определяется по градуированной шкале микрометрического механизма настройки контура с большим числом отсчетных точек. Контур и индикатор конструктивно объединены в устройство, называемое резонансным частотомером. Область применения – диапазон сверхвысоких частот. Погрешность измерения – от 10 ^-3 до 5∙10 ^–4.

Рис. 5.2. Резонансный частотомер.

Метод сравнения для измерения частоты заключается в фиксации факта равенства или кратности частоты f_x некоторой образцовой (точной) частоте f_обр, значение которой известно. Для получения f_обр применяют прецизионные генераторы измерительных сигналов. Индикатором равенства или кратности частот достаточно часто служит осциллограф.

При его линейной развертке сигнал f_x сравнивается с частотой меток времени калибратора длительности f_м. На пластины Х подается пилообразный сигнал развертки, на пластины Y – сигнал f_x, импульсное напряжение с выходного калибратора длительности подается в так называемый канал Z (на модулятор яркости электронно-лучевой трубки) (рис.5.3). Устанавливают на экране два-три периода частоты f_x и регулируют частоту меток f_м так, чтобы их изображение попадало в одну и ту же точку каждого периода. Тогда f_x= f_м/n, где n – число меток, находящихся в пределах одного периода исследуемого напряжения.

При синусоидальной развертке внутренний генератор пилообразной развертки осциллографа отключается, и на пластины Х подается синусоидальное напряжение образцовой частоты с внешнего генератора. Изменяя образцовую частоту, добиваются получения осциллограммы в виде неподвижной или медленно перемещающейся фигуры Лиссажу. При равенстве или кратности частот фигура оказывается неподвижной. Кратность частот определяется по максимальному числу пересечений n_Г и n_В осциллограммы (рис. 5.4) горизонтальной и вертикальной линиями. При этом f_x = (n_Г/n_В)f_обр.

Если фигура Лиссажу на экране осциллографа вращается, то период повторения её формы характеризует неравенство частот: ∆f=f_обр−f_x=n/T_н, где n – число вращений за интервал времени наблюдения Т_н. Синусоидальная развертка применяется до кратности 10, т.к. при большем числе пересечений их попросту трудно сосчитать. Погрешность метода сравнения – не хуже 10 ^{– 4}.

Благодаря широкому применению цифровых интегральных микросхем наибольшее распространение получил метод дискретного счета, в соответствии с которым переменное напряжение частоты f_x преобразуют в последовательность однополярных импульсов той же частоты следования, число которых подсчитывают за эталонный промежуток времени. Данный метод положен в основу действия цифровых измерительных приборов – электронно-счетных частотомеров (рис.5.5).

Формирователь Ф1 осуществляет нормирование входного сигнала f_x по амплитуде, полярности и длительности (превращает его в последовательность коротких однополярных прямоугольных импульсов той же частоты, совместимых с уровнями логических “0” и “1”, принятых в схеме частотомера). Если сигнал f_x изначально представляет из себя такую последовательность, и другая его форма исключена, то необходимость включения Ф1 в схему частотомера отпадает.

Цепью, образованной генератором импульсов Г, делителем частоты ДЧ и триггером Т, формируется эталонный промежуток времени длительностью Т₀, на который “замыкается ” логический ключ Кл.

Подсчет числа уложившихся в Т₀ периодов сигнала f_x и последующая индикация результата измерения осуществляются последовательно включенными счетчиком импульсов Сч, регистром памяти РП и цифровым индикатором ЦИ. Наличие регистра РП позволяет предотвратить смену показаний на индикаторе ЦИ во время поступления импульсов на вход счетчика Сч. Изменение длительности Т₀ обеспечивается выбором потребного коэффициента деления ДЧ.

Рис. 5.5. электронно-счетный частотомер:

а) функциональная схема;

б) эпюры напряжений.

Формирователи Ф2 и Ф3, срабатывающие по спаду своего входного сигнала каждый, реализуют в частотомере микропрограммное управление, в соответствии с которым сразу же вслед за спадом импульса триггера Т, означающим завершение текущего цикла измерения, производится запись накопленной информации о частоте f_x со счетчика Сч в регистр РП, и только затем обнуляется счетчик Сч, что подготавливает схему к следующему циклу измерения.

Число импульсов, подсчитанное счетчиком Сч,

n = T₀ / T_x = T₀ f_x .

Если Т₀=1с, то число n непосредственно дает значение измеряемой частоты f_x в герцах. В реальных частотомерах предусматривается возможность задания и других значений Т₀ из ряда Т₀=10^m c, где m=…, -3,-2,-1,0,+1,+2,…. Это нужно для измерения кратных или дольных значений f_x. В таких случаях для приведения индицируемого на ЦИ результата к стандартным единицам измерения (Гц) фиксированно перемещают десятичную запятую на соответствующее число разрядов вправо или влево.

Погрешность электронно-счетного частотомера определяется двумя причинами, первой из которых является неточность задания интервала измерения Т₀. Поскольку в качестве генератора используется высокостабильный генератор импульсов с кварцевой стабилизацией частоты, причем кварцевый резонатор обычно и термостатируется, то относительная нестабильность Т₀ очень мала (∆Т₀/Т₀≤10^{– 9}).

Более значимой, особенно при измерении низких частот, является погрешность дискретности, которая возникает в процессе кодирования временного интервала и составляет ±1 импульс. Относительная погрешность дискретности при измерении высоких частот несущественна. При измерении же, например, частоты промышленной сети γ_д=±1/n=±1/50=±2%.

Для снижения γ_д применяют либо предварительное умножение частоты f_x^*=Кf_x , где К – кратность умножения, либо увеличивают Т₀. В первом случае существенно усложняется схема прибора, во втором – увеличивается его инерционность (так, чтобы измерить f_x=10Гц с погрешностью не хуже 0,1%, надо задать Т₀=100с). Наиболее перспективен путь, когда измеряют период Т_х низкочастотного сигнала, после чего аппаратурно (например, микропроцессором) вычисляют величину f_x=1/Т_х, которая и отображается на ЦИ. Погрешность метода дискретного счета – от 10 ­^{– 6} до 10 ^{– 9} .

5. 2. Измерение периода электрических сигналов.

Маркировка приборов для измерения периода начинается с символов Ч3-. Наиболее эффективен при построении периодомеров метод дискретного счета (рис. 5.6).

Принцип действия электронно-счетного периодомера во многом аналогичен рассмотренному в п. 4.1. принципу действия электронно-счетного частотомера. Отличие лишь в том, что здесь логический ключ Кл замыкается не на фиксированную длительность эталонного промежутка времени, а на длительность измеряемого периода Т_х. Пока ключ Кл замкнут, через него на счетчик Сч поступают тактовые импульсы из цепи Г-ДЧ. Чем больше Т_х, тем до большего числа досчитает счетчик Сч, и, следовательно, код на его выходе является цифровым эквивалентом измеряемой величины. В остальном к периодомеру применимы все пояснения, изложенные выше в отношении цифрового частотомера.

Число импульсов, подсчитанное счетчиком Сч,

n = T_x / T₀ = f₀ T_x ,

где f₀ – частота импульсов на выходе делителя частоты ДЧ. Значение f₀ обычно выбирают из ряда: f₀=10^m Гц, где m – целое положительное число. В этом случае число n совпадает со значением Т_х, выраженным в секундах или ее дольных единицах.

Рис. 5.6. Электронно-счетный периодомер:

а) функциональная схема;

б) эпюры напряжений.

Погрешности цифрового периодомера определяются нестабильностью частоты f₀ импульсов на выходе делителя частоты ДЧ и дискретностью квантования Т_х. Как указывалось выше, при кварцевой стабилизации частоты γ_f0≤10^–9. Максимальное же значение относительной погрешности дискретности, равное также ±1/n, для периодомера падает при снижении частоты f_х (что эквивалентно увеличению периода Т_х). Чем меньше Т_х, тем выше надо брать значение частоты f₀, чтобы уменьшить погрешность дискретности.

Цифровой периодомер достаточно легко может быть трансформирован в измеритель временных интервалов ∆t_x, задаваемых короткими импульсами Старт и Стоп. Для этого из его функциональной схемы (см. рис.5.6) следует изъять формирователь Ф1 и триггер со счетным входом Т и ввести триггер с устанавливающим и сбрасывающим входами (RS-триггер), выход которого подключить к управляющему входу ключа Кл и ко входу формирователя Ф2, а на входы S и R подавать импульсы Старт и Стоп соответственно. Аналогично с помощью этой же схемы можно измерять длительность прямоугольных импульсов, совместимых по низкому и высокому уровням с принятым в устройстве, если подавать их непосредственно на управляющий вход ключа Кл и на вход формирователя Ф2. Если совместимости по уровням не наблюдается, то в схему включается дополнительный входной формирователь (преобразователь уровней).

Поскольку в цифровых частотомере и периодомере используются одни и те же функциональные узлы, лишь скоммутированные по-разному, то на практике выпускаются универсальные цифровые измерительные приборы, позволяющие измерять частоту f_х, период Т_х, интервалы времени ∆t_х, отношение частот f₁/f₂ и подсчитывать количество импульсов.

К этому же ряду приборов относятся цифровые хронометры (часы) и таймеры. Цифровой хронометр (часы) (рис. 5.7) предназначен для измерения времени. Его принцип действия сходен с принципами действия периодомера и измерителя временных интервалов. Цепь Г-ДЧ формирует последовательность импульсов частотой 1Гц (этой частоте соответствует период следования ровно 1с). Счетчик Сч1 с коэффициентом пересчета 60 осуществляет подсчет числа секунд, счетчик Сч2 с тем же коэффициентом пересчета – числа минут, счетчик Сч3 с коэффициентом пересчета 24 – числа часов. Текущее состояние всех трех счетчиков отображается на цифровых индикаторах ЦИ1, ЦИ2, ЦИ3.

Рис. 5.7. Функциональная схема цифрового хронометра.

Любые часы должны давать пользователю возможность оперативной корректировки их показаний с целью приведения в соответствие с текущим точным временем. Для этого в схеме присутствует узел коррекции УК. Смысл его функционирования сводится к тому, что последовательная цепочка из счётчиков механическими переключателями разрывается, и на входы сначала одного, затем другого и, наконец, третьего счётчика подаются импульсы из цепи Г-ДЧ. Как только текущее состояние корректируемого счётчика достигает потребного значения (контролируется по соответствующему индикатору), то подача импульсов на его вход прекращается. После этого счётчики со скорректированными таким образом состояниями вновь объединяются в последовательную цепочку, но вот подключение ко входу счётчика Сч-1 выхода ДЧ производится не сразу, а синхронно, к примеру, с сигналами точного времени.

Цифровой таймер (рис. 5.8) также предназначен для измерения времени, но не непрерывного, а в виде наперед заданных отрезков. Вначале пользователь внешними механическими переключателями задатчика кода ЗК устанавливает потребную длительность временного промежутка. С подачей управляющего импульса Старт осуществляется запись кода ЗК во входной регистр реверсивного счетчика РС (это второй равноценный способ предварительной установки состояния счетчика импульсов, первый был описан выше при анализе функционирования цифрового хронометра) и взводится триггер Т. Логическая “1” с выхода последнего поступает на управляющий вход генератора Г, разрешая генерацию тактовых импульсов.

Рис.5.8. Функциональная схема цифрового таймера.

Последовательность импульсов пониженной частоты с выхода делителя частоты ДЧ поступает на вычитающий вход счетчика РС, код на выходе которого, контролируемый по индикатору ЦИ, начинает монотонно уменьшаться. Как только счетчик РС досчитывает до нуля, на его выходе переполнения по минимуму появляется одиночный импульс, который сигнализирует об окончании заданного промежутка времени (Стоп) и сбрасывает триггер Т, прекращая тем самым дальнейшую генерацию импульсов. Если частота импульсов с выхода делителя ДЧ равна 1Гц, то время выдержки, задаваемое задатчиком ЗК, измеряется в секундах, если 1кГц, то в миллисекундах и т.д.

6. Измерение сдвига фаз

Измерение сдвига фаз осуществляется приборами – фазометрами, маркировка которых начинается с символов Ф2. Фазометры бывают аналоговые и цифровые. К аналоговым относятся электромеханические (например, логометры) и электронные фазометры. Электронный фазометр измеряет угол сдвига фаз между двумя периодическими напряжениями одной частоты в диапазоне частот до 1МГц (рис. 6.1).

Напряжения U₁ и U₁^* подаются на два входа прибора. Одно из них (например, U₁) является опорным. Усилители-формирователи УФ1 и УФ2 преобразуют входные сигналы по переходам из отрицательной полуплоскости в положительную и обратно в двуполярные импульсные напряжения прямоугольной формы с крутыми фонтами. Очевидно, что при этом исходный сдвиг фаз сохраняется неизменным.

Рис. 6.1. Электронный фазометр:

а) функциональная схема;

б) эпюры напряжений.

Дифференцирующие цепи ДЦ1 и ДЦ2 формируют по обоим перепадам короткие импульсы, полярность которых соответствует знаку производной от того или иного перепада во времени. Диодные цепи Д1 и Д2 отсекают импульсы ненужной полярности. Каждым первым импульсом триггер Т взводится, а вторым сбрасывается (обнуляется).Очевидно, что чем больше измеряемый сдвиг фаз ∆φ_х, тем больше длительность t_φ прямоугольных импульсов на выходе триггера Т, к выходу которого через ограничивающий резистор подключен магнитоэлектрический микроамперметр.

Длительность каждого импульса на выходе триггера

где Т – период входных сигналов.

Тогда среднее значение тока через микроамперметр

<== предыдущая лекция	|	следующая лекция ==>
МЕТАЛЛЫ И СПЛАВЫ С ОСОБЫМИ СВОЙСТВАМИ	|	Понятия и определения: автомат, полуавтомат, ГПС, автоматическая линия